Ցածր ելքային դիմադրողականությամբ ուժեղացուցիչ: Որքա՞ն է ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրությունը: Հովանավորի Տեղեկություն

2014-02-10T19:57

Audiophile's Software

ՊՐՈԼՈԳԱ. Ականջակալների ելքային դիմադրությունը ամենատարածված պատճառներից մեկն է, թե ինչու նույն ականջակալները կարող են տարբեր հնչել՝ կախված այն բանից, թե որտեղ են դրանք միացված: Այս կարևոր պարամետրը հազվադեպ է նշվում արտադրողների կողմից, բայց միևնույն ժամանակ այն կարող է առաջացնել ձայնի որակի զգալի տարբերություններ և մեծապես ազդել ականջակալների համատեղելիության վրա:

ԱՄՓՈՓՈՒՄ:Այն ամենը, ինչ դուք իսկապես պետք է իմանաք, այն է, որ ականջակալների մեծ մասը լավագույնս աշխատում է, երբ սարքի ելքային դիմադրությունը պակաս է ականջակալների դիմադրության 1/8-ից: Այսպիսով, օրինակ, 32 օհմ Grados-ի համար ելքային դիմադրությունը պետք է լինի առավելագույնը 32/8 = 4 ohms: Etymotic HF5-ը 16 ohms է, ուստի առավելագույն ելքային դիմադրությունը պետք է լինի 16/8 = 2 ohms: Եթե ցանկանում եք վստահ լինել, որ աղբյուրը կաշխատի ցանկացած ականջակալի հետ, համոզվեք, որ դրա ելքային դիմադրությունը 2 ohms-ից պակաս է:

ԻՆՉՈՒ Է ԱՐԴՅՈՒՆՔԻ ԱՅԴՊԵԴԱՆՍԸ ԱՅԴՔԱՆ ԿԱՐԵՎՈՐ:Առնվազն երեք պատճառով.

Որքան մեծ է ելքային դիմադրությունը, այնքան ավելի մեծ է լարման անկումը բեռի ցածր դիմադրության դեպքում: Այս անկումը կարող է բավականաչափ մեծ լինել, որպեսզի թույլ չտա ցածր դիմադրողականությամբ ականջակալները «ճոճվել» ձայնի ցանկալի մակարդակին: Օրինակ է Behringer UCA202-ը, որի ելքային դիմադրությունը 50 ohms է: 16 - 32 օմ ականջակալներ օգտագործելիս այն որակապես շատ է կորցնում։
Ականջակալների դիմադրությունը տատանվում է ըստ հաճախականության: Եթե ելքային դիմադրությունը զրոյից շատ ավելի մեծ է, դա նշանակում է, որ ականջակալների վրայով իջած լարումը նույնպես կփոխվի հաճախականության հետ: Որքան մեծ է ելքային դիմադրությունը, այնքան մեծ է հաճախականության արձագանքման հարթությունը. Տարբեր ականջակալներ տարբեր (և սովորաբար անկանխատեսելի) փոխազդեցություն կունենան տարբեր աղբյուրների հետ: Երբեմն այդ տարբերությունները կարող են նշանակալից և բավականին լսելի լինել:
Քանի որ ելքային դիմադրությունը մեծանում է, նվազեցման գործակիցը նվազում է: Բասի մակարդակը, որը հաշվարկվել է ականջակալների համար դիզայնի ժամանակ, կարող է զգալիորեն կրճատվել անբավարար թուլացման դեպքում: Ցածր հաճախականությունները կլինեն ավելի բզզոց և ոչ այնքան պարզ (քսուք): Անցումային արձագանքը վատանում է, և բասի խորությունը տուժում է (ավելի շատ գլորում ցածր հաճախականություններում): Որոշ մարդիկ, ինչպես նրանք, ովքեր սիրում են «ջերմ խողովակի ձայնը», կարող են նույնիսկ իրենց ցանկությամբ գտնել այս թերխոնավ բասը: Բայց դեպքերի ճնշող մեծամասնությունում դա ավելի քիչ ազնիվ ձայն է տալիս, քան ցածր դիմադրողականության աղբյուր օգտագործելիս:

ՄԵԿ ՈՒԹԵՐՈՐԴԻ ԿԱՆՈՆ.Վերոհիշյալ ազդեցություններից յուրաքանչյուրը նվազագույնի հասցնելու համար անհրաժեշտ է միայն ապահովել, որ ելքային դիմադրությունը առնվազն 8 անգամ ցածր է ականջակալների դիմադրությունից: Նույնիսկ ավելի պարզ․ ականջակալների դիմադրությունը բաժանեք 8-ի, որպեսզի ստանաք ուժեղացուցիչի առավելագույն դիմադրությունը՝ ձայնային աղավաղումներից խուսափելու համար։

ԿԱ ԱՐԴՅՈՒՆՔԻ ԱՐՏԱԴՐՈՒԹՅԱՆ ԴԻՄՊԵԴԱՆՍԻ ՍՏԱՆԴԱՐՏ:Միակ նման ստանդարտը, որի մասին ես գիտեմ, IEC 61938 (1996) է: Այն սահմանում է ելքային դիմադրության պահանջը մինչև 120 ohms: Կան մի քանի պատճառ, թե ինչու են այս պահանջները հնացած և ընդհանուր առմամբ լավ գաղափար չեն: 120 ohms ստանդարտ արժեքի մասին Stereophile հոդվածը բառացիորեն ասում է հետևյալը.

«Ով սա գրել է, պարզ է, որ ապրում է երազների աշխարհում»

Ես պետք է համաձայնեմ։ Թերևս 120 ohms արժեքը դեռ ընդունելի էր (և այնուհետև հազիվ թե) մինչև iPod-ի գալուստը և մինչև շարժական սարքերը, ընդհանուր առմամբ, լայն ժողովրդականություն ձեռք բերեին, բայց ոչ ավելին: Այսօր ականջակալների մեծ մասը նախագծված է բոլորովին այլ կերպ:

PSEUDO ՍՏԱՆԴԱՐՏՆԵՐ:Պրոֆեսիոնալ կարգավորումների մեծ մասի ականջակալների ելքերը 20-ից 50 ohms են: Ես չգիտեմ որևէ մեկը, որը համապատասխանում է 120 ohms-ին, ինչպես IEC ստանդարտը: Սպառողական կարգի սարքավորումների համար ելքային դիմադրությունը սովորաբար տատանվում է 0-ից 20 ohms-ի սահմաններում: Բացառությամբ որոշ խողովակների և այլ էզոթերիկ նմուշների, բարձրակարգ աուդիոֆիլ սարքավորումների մեծ մասն ունի 2 ohms-ից ցածր դիմադրություն:

IPOD ԱԶԴԵՑՈՒԹՅՈՒՆԸ.Այն պահից, երբ 1996 թվականին հրապարակվեց 120 օմ ստանդարտը, ցածր դասի ձայներիզներից, շարժական CD նվագարկիչներից, մենք վերջապես անցանք iPod-ի մոլուցքին: Apple-ը օգնեց բարձրորակ դյուրակիր դարձնել, և այժմ մենք ունենք առնվազն կես միլիարդ թվային նվագարկիչներ՝ չհաշված հեռախոսները Գրեթե բոլոր շարժական երաժշտական/մեդիա նվագարկիչները սնուցվում են մեկ վերալիցքավորվող լիթիում-իոնային մարտկոցներով: Այս մարտկոցները առաջացնում են 3 վոլտից մի փոքր ավելի լարում, որը սովորաբար արտադրում է մոտ 1 վոլտ (RMS) ականջակալների ելքում (երբեմն ավելի քիչ): .) Եթե դուք դնում եք 120 օհմ ելքային դիմադրություն և օգտագործում եք սովորական շարժական ականջակալներ (որոնք գտնվում են 16-32 ohms-ի սահմաններում), նվագարկման ծավալը հավանաբար չի բավարարի։ Բացի այդ, մարտկոցի էներգիայի մեծ մասը կցրվի որպես ջերմություն։ 120 ohm դիմադրության դեպքում: Հզորության միայն մի փոքր մասն է բաժին հասնում ականջակալներին: Սա լուրջ խնդիր է շարժական սարքերի համար, որտեղ շատ կարևոր է. երկարացնել մարտկոցի կյանքը: Ավելի արդյունավետ կլիներ ականջակալներին ամբողջ էներգիան մատակարարել:

ԱԿՆԱՐԿԻ ԴԻԶԱՅՆ:Այսպիսով, ինչ ելքային դիմադրության համար են արտադրողները նախագծում իրենց ականջակալները: 2009 թվականի դրությամբ վաճառվել է ավելի քան 220 միլիոն iPod: iPod-ները և նմանատիպ շարժական նվագարկիչները ականջակալների շուկայում 800 ֆունտանոց գորիլաների նման են: Ուստի զարմանալի չէ, որ դիզայներներից շատերը սկսել են ականջակալներ նախագծել այնպես, որ դրանք լավ համատեղելի լինեն: iPod: Սա նշանակում է, որ դրանք նախատեսված են 10 ohms-ից պակաս ելքային դիմադրության հետ աշխատելու համար: Եվ գրեթե բոլոր բարձրակարգ լրիվ չափի ականջակալները նախատեսված են աղբյուրների համար, որոնք հարգում են 1/8 կանոնը կամ ունեն զրոյի մոտ դիմադրություն: Ես երբեք չեմ տեսել աուդիոֆիլ ականջակալներ, որոնք նախատեսված են տնային օգտագործման համար, որոնք նախատեսված են հնագույն 120 օմ ստանդարտի համաձայն:

ԼԱՎԱԳՈՒՅՆ ականջակալները ԼԱՎԱԳՈՒՅՆ ԱՂԲՅՈՒՐՆԵՐԻ ՀԱՄԱՐ.Եթե արագ նայեք ականջակալների ամենաբարձրակարգ ուժեղացուցիչներին և DAC-ներին, ապա կտեսնեք, որ գրեթե բոլորն ունեն շատ ցածր ելքային դիմադրություն: Օրինակներ են Grace Designs, Benchmark Media, HeadAmp, HeadRoom, Violectric, Իհարկե, բարձրակարգ ականջակալների մեծամասնությունը լավագույնս աշխատում է, երբ զուգակցվում է նույն դասի սարքավորումների հետ: Որոշ ականջակալներ իրենցից ներկայացնում են ցածր դիմադրություն, ներառյալ տարբեր մոդելներ Denon-ից, AKG-ից, Etymotic-ից, Ultimate Ears-ից, Westone-ից, HiFiMAN-ից: Բոլորը, իմ գիտելիքներով, նախատեսված էին ցածր (իդեալական զրոյական) դիմադրողականության աղբյուրի հետ օգտագործելու համար, և Sennheiser-ի ներկայացուցիչն ասաց ինձ, որ իրենք նախագծել են իրենց աուդիոֆիլ և շարժական ականջակալները զրոյական դիմադրության աղբյուրների համար:

AFC ՀԱՐՑ.Եթե ելքային դիմադրությունը մեծ է ականջակալի դիմադրության 1/8-ից, ապա կլինի հարթ հաճախականության արձագանք: Որոշ ականջակալների, հատկապես արմատուրայի (հավասարակշռված արմատուրա) կամ բազմաֆունկցիոնալ ականջակալների համար այս տարբերությունները կարող են հսկայական լինել: Ահա թե ինչպես է 43 ohms ելքային դիմադրությունը ազդում Ultimate Ears SuperFi 5-ի հաճախականության արձագանքի վրա՝ շոշափելի 12 դԲ հարթություն.

ԱՐՏԱԴՐԱԿԱՆ դիմադրություն 10 ohms:Ոմանք կարող են նայել վերը նշված օրինակին և մտածել, որ նման էական տարբերությունը հայտնվում է միայն 43 ohms-ում: Բայց շատ աղբյուրներ ունեն մոտ 10 ohms դիմադրություն: Ահա նույն ականջակալները 10 օհմ աղբյուրով` դեռ լսելի 6 դԲ անհավասարություն: Նման կորը հանգեցնում է թույլ բասերի, ընդգծված միջին տիրույթի շեշտադրումների, խուլ բարձրությունների և փուլային անհասկանալի արձագանքի՝ 10 կՀց կտրուկ անկման պատճառով, ինչը կարող է ազդել ստերեո պատկերների վրա:

Ամբողջական չափի ՍԵՆՀԱՅԶԵՐ.Ահա լրիվ չափի, ավելի բարձր դիմադրողականությամբ Sennheiser HD590-ները՝ նույն 10 օմ աղբյուրով: Այժմ 20 Հց-ից բարձր ալիքը ընդամենը 1 դԲ-ից մի փոքր ավելի է: Չնայած 1 դԲ-ն այդքան էլ շատ չէ, անհավասարությունը «մռնչող» ներքևի հատվածում է, որտեղ ցանկացած շեշտադրում խիստ անցանկալի է.

ԻՆՉՊԵՍ Է ԱՇԽԱՏՈՒՄ ԽՈՆՑՈՒՄԸ.Ցանկացած բարձրախոսի գլուխ, լինի դա ականջակալներ, թե բարձրախոսներ, շարժվում է ետ ու առաջ, երբ երաժշտությունը հնչում է: Այսպիսով, նրանք ստեղծում են ձայնային թրթռումներ՝ ներկայացնելով շարժվող զանգված։ Ֆիզիկայի օրենքներն ասում են, որ շարժվող առարկան հակված է մնալ շարժման մեջ (այսինքն ունի իներցիա): Խոնավացումը նաև օգնում է խուսափել անցանկալի շարժումներից: Չխորանալով շատ մանրամասների մեջ, թերխոնավ բարձրախոսը շարունակում է շարժվել, երբ այն պետք է դադարեցվեր: Եթե բարձրախոսը գերխոնավ է (ինչը հազվադեպ է պատահում), կիրառվող ազդանշանի համաձայն շարժվելու նրա կարողությունը սահմանափակ է. պատկերացրեք, որ խոսնակը փորձում է թխկի օշարակի մեջ ընկղմված աշխատել: Բարձրախոսը խոնավացնելու երկու եղանակ կա՝ մեխանիկական և էլեկտրական:

ՑԱՏԿՈՂ ՄԵՔԵՆԱՆԵՐ.Մեխանիկական ամորտիզացիան նման է մեքենայի ամորտիզատորներին: Նրանք դիմադրություն են ավելացնում, այնպես որ, եթե մեքենան օրորում եք, այն երկար ժամանակ չի պտտվի վեր ու վար: Բայց ամորտիզացիան նաև կոշտություն է ավելացնում, քանի որ այն թույլ չի տալիս կախոցին փոխել իր դիրքը ճանապարհի մակերեսին լիովին համապատասխան: Հետևաբար, այստեղ պետք է փոխզիջում գտնել. փափուկ հարվածային կլանիչներն ավելի մեղմ են դարձնում երթևեկությունը, բայց տանում են դեպի ճոճում, իսկ կոշտները դարձնում են ավելի քիչ հարմարավետ, բայց կանխում են ճոճվելը: Մեխանիկական խոնավացումը միշտ փոխզիջում է:

ELECTRIC PERFECT:Դիֆուզերի անցանկալի շարժումը վերահսկելու ավելի լավ միջոց կա, որը կոչվում է էլեկտրական խոնավացում. Կծիկը և մագնիսը փոխազդում են դինամիկայի մեջ ուժեղացուցիչովվերահսկել դիֆուզորի շարժումը. Դեմփինգի այս տեսակն ունի ավելի քիչ կողմնակի ազդեցություններ և թույլ է տալիս դիզայներներին ստեղծել ականջակալներ ավելի քիչ աղավաղումներով և ավելի լավ ձայնով: Ինչպես մեքենայի կախոցը, որն ավելի ճշգրիտ կարող է հարմարվել ճանապարհին, այնպես էլ օպտիմալ խոնավ ականջակալները կարող են ավելի ճշգրիտ վերարտադրել աուդիո ազդանշանը: Բայց, և սա կրիտիկական պահն է, Էլեկտրական ամորտիզացիան արդյունավետ է միայն այն դեպքում, երբ ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրությունը շատ ավելի քիչ է, քան ականջակալի դիմադրությունը . Եթե 16 օհմ ականջակալները միացնում եք 50 օհմ ելքային դիմադրություն ունեցող ուժեղացուցիչին, էլեկտրական ամորտիզացիան կվերանա: Սա նշանակում է, որ խոսնակը կանգ չի առնի այն ժամանակ, երբ պետք է կանգ առնի: Դա նման է մեքենայի մաշված ամորտիզատորներով: Իհարկե, եթե պահպանվի 1/8 կանոնը, էլեկտրական ամորտիզացիան բավարար կլինի:

ԱԿՈՒՍՏԻԿ ԿԱՑՈՒՑՈՒՄ. 70-ականներին իրավիճակը փոխվեց, քանի որ տրանզիստորային ուժեղացուցիչները հայտնի դարձան: Գրեթե բոլոր տրանզիստորային ուժեղացուցիչները հետևում են 1/8 կանոնին: Իրականում, մեծամասնությունը համապատասխանում է 1/50 կանոնին. նրանց ելքային դիմադրությունը 0,16 ohms-ից պակաս է, ինչը տալիս է 50 թուլացման գործակից: Այս կերպ բարձրախոսների արտադրողները կարողացել են նախագծել ավելի լավ բարձրախոսներ, որոնք օգտվում են ցածր ելքային դիմադրությունից: . Նախ, մշակվեցին առաջին փակ ակուստիկ կախովի բարձրախոսները Acoustic Research, Large Advents և այլ ընկերություններից, որոնք ունեին ավելի խորը և ճշգրիտ բաս, քան նմանատիպ չափերի նախորդները, որոնք նախատեսված էին խողովակային ուժեղացուցիչների համար: Սա մեծ առաջընթաց էր hi-fi-ում, նոր ուժեղացուցիչների շնորհիվ դուք այժմ կարող եք մեծապես ապավինել էլեկտրական ամորտիզացիայի վրա: Եվ ափսոս, որ այսքան աղբյուրներն այսօր 40 և ավելի տարի հետ են մնացել ժամանակից։

ԻՆՔՆ Է ԻՄ ՍԱՐՔԻ ԱՐՏԱԴՐԱԿԱՆ ԱՆՁՆԱԿՑՈՒԹՅՈՒՆԸ:Որոշ մշակողներ հստակեցնում են, որ նպատակ ունեն հնարավորինս ցածր պահել ելքային դիմադրությունը (ինչպես հենանիշը), մինչդեռ մյուսները նշում են իրենց արտադրանքի իրական արժեքը (ինչպես Behringer UCA202-ի համար 50 ohms): Շատերը, ցավոք, այս իմաստը թողնում են առեղծված: Սարքավորման որոշ ակնարկներ (օրինակ՝ այս բլոգում) ներառում են ելքային դիմադրության չափում, քանի որ սա մեծ գործոն է, թե ինչպես է սարքը հնչում որոշակի ականջակալներով:

ԻՆՉՈՒ ԱՅՍՇԱՏ ԱՂԲՅՈՒՐՆԵՐԸ ՈՒՆԵՆ ԲԱՐՁՐ ԱՐՏԱԴՐԱԿԱՆ ԱՆՁՆԱԿՑՈՒԹՅՈՒՆ:Ամենատարածված պատճառներն են.

Ականջակալների պաշտպանություն- Ցածր ելքային դիմադրությամբ ավելի բարձր էներգիայի աղբյուրները հաճախ ի վիճակի են չափազանց մեծ էներգիա մատակարարել ցածր դիմադրողականությամբ ականջակալներին: Այս ականջակալները վնասից պաշտպանելու համար որոշ դիզայներներ մեծացնում են ելքային դիմադրությունը: Այսպիսով, սա փոխզիջում է, որը հարմարեցնում է ուժեղացուցիչը ծանրաբեռնվածությանը, բայց ականջակալների մեծ մասի համար կատարողականի վատթարացման գնով:. Լավագույն լուծումը երկու շահույթի մակարդակ ընտրելու հնարավորությունն է: Ցածր մակարդակը թույլ է տալիս ավելի ցածր ելքային լարում սահմանել ցածր դիմադրողականության ականջակալների համար: Բացի այդ, հոսանքի սահմանափակումը կարող է օգտագործվել նաև հավելյալ, այնպես որ աղբյուրը ավտոմատ կերպով կսահմանափակի ցածր դիմադրողականությամբ ականջակալների հոսանքը, նույնիսկ եթե ավելացման մակարդակը չափազանց բարձր է:
Տարբերվելու համար- Որոշ մշակողներ միտումնավոր մեծացնում են ելքային դիմադրությունը՝ պնդելով, որ դա լավացնում է իրենց սարքի ձայնը: Սա երբեմն օգտագործվում է որպես արտադրանքը մրցակից ապրանքներից տարբերվող հնչյուններ հաղորդելու միջոց: Բայց այդ դեպքում ձեր ստացած յուրաքանչյուր «մի ձայն» ամբողջովին կախված է ձեր օգտագործած ականջակալներից: Որոշ ականջակալների համար դա ընկալվում է որպես բարելավում, մինչդեռ մյուսների համար դա բավականին զգալի վատթարացում է: Ամենայն հավանականությամբ, ձայնը զգալիորեն աղավաղվի:
Այն էժան է- Ավելի բարձր ելքային դիմադրությունը ամենապարզ լուծումն է էժան աղբյուրների համար: Սա կայունության հասնելու էժան միջոց է, ամենապարզ կարճ միացումից պաշտպանությունը; այն նաև թույլ է տալիս օգտագործել ավելի ցածր որակի օպերացիոն ուժեղացուցիչներ, որոնք այլապես ուղղակիորեն չէին վարի նույնիսկ 16 կամ 32 օհմ ականջակալները: Արդյունքին սերիական միացնելով որոշակի դիմադրություն՝ այս բոլոր խնդիրները լուծվում են որոշ ցենտի գնով։ Բայց այս էժան լուծման համար դուք պետք է վճարեք ձայնի որակի զգալի վատթարացում ականջակալների շատ մոդելներում:

ԲԱՑԱՌՈՒԹՅՈՒՆՆԵՐ ԿԱՆՈՆՆԵՐԻՑ.Կան մի քանի ականջակալներ, որոնք իբր նախատեսված են բարձր ելքային դիմադրության օգտագործման համար: Անձամբ ես մտածում եմ՝ սա առասպել է, թե իրականություն, քանի որ կոնկրետ օրինակ չգիտեմ։ Այնուամենայնիվ, դա հնարավոր է: Այս դեպքում, այս ականջակալների օգտագործումը ցածր դիմադրողականության աղբյուրով կարող է հանգեցնել բասի դինամիկայի ավելցուկի և, որպես հետևանք, հաճախականության արձագանքի, որը տարբերվում է դիզայների կողմից նախատեսվածից: Սա կարող է բացատրել «սիներգիայի» որոշ դեպքեր, երբ որոշակի ականջակալներ զուգակցվում են որոշակի աղբյուրի հետ։ Բայց այս էֆեկտն ընկալվում է զուտ սուբյեկտիվորեն՝ ինչ-որ մեկի համար որպես ձայնի արտահայտչականություն և մանրամասնություն, ինչ-որ մեկի համար՝ որպես չափից ավելի կոշտություն։ Համարժեք կատարման հասնելու միակ միջոցը ցածր դիմադրության աղբյուր օգտագործելն է և 1/8 կանոնին հետևելը:

ԻՆՉՊԵՍ ՍՏՈՒԳԵԼ ԱՅՆ ԷԺԱՆՈՎ.Եթե ձեզ հետաքրքրում է, թե արդյոք ձայնի որակը տուժում է աղբյուրի ելքային դիմադրության պատճառով, ես կարող եմ առաջարկել գնել FiiO E5 ուժեղացուցիչը $19-ով: Այն ունի գրեթե զրոյական դիմադրության ելք և բավարար կլինի իմպեդանսային ականջակալների մեծ մասի համար:

ԸՆԴԱՄԵՆԸ:Եթե դուք լիովին համոզված չեք, որ ձեր ականջակալները ավելի լավ են հնչում որոշակի ավելի բարձր ելքային դիմադրության դեպքում, ավելի լավ է միշտ օգտագործել աղբյուրներ, որոնց դիմադրությունը չի գերազանցում ձեր ականջակալների դիմադրության 1/8-ը: Կամ նույնիսկ ավելի պարզ. 2 ohms-ից ոչ ավելի դիմադրողականությամբ:

ՏԵԽՆԻԿԱԿԱՆ ՄԱՍ

Դիմադրողականություն և դիմադրություն.Երկու տերմինները որոշ դեպքերում փոխարինելի են, բայց տեխնիկապես դրանք զգալի տարբերություններ ունեն: Էլեկտրական դիմադրությունը նշվում է տառով Ռև ունի նույն արժեքը բոլոր հաճախականությունների համար: Էլեկտրական դիմադրությունը ավելի բարդ մեծություն է, և դրա արժեքը սովորաբար փոխվում է հաճախականությամբ: Նշված է հաճարով Զ. Այս հոդվածի շրջանակներում երկու մեծությունների չափման միավորներն են Օմ։

ԼԱՐՄԱՆ ԵՎ ԸՆԹԱՑՔ.Հասկանալու համար, թե ինչ է իմպեդանսը և ինչի մասին է այս հոդվածը, կարևոր է գոնե ընդհանուր պատկերացում ունենալ լարման և հոսանքի մասին: Լարումը նման է ջրի ճնշմանը, մինչդեռ հոսանքը անալոգային է ջրի հոսքին (օրինակ՝ լիտր րոպեում): Եթե դուք ջուր եք հոսում ձեր այգու գուլպաներից՝ առանց որևէ բան կցելու գուլպանի ծայրին, դուք կստանաք շատ ջրի հոսք (հոսանք) և դուք կարող եք արագ լցնել մի դույլ, բայց խողովակի ծայրի մոտ ճնշումը գործնականում զրոյական կլինի։ . Եթե դուք օգտագործում եք փոքր վարդակ գուլպանի վրա, ապա ճնշումը (լարումը) շատ ավելի մեծ կլինի, իսկ ջրի հոսքը կնվազի (ավելի շատ ժամանակ կպահանջվի նույն դույլը լցնելու համար): Այս երկու արժեքները հակադարձ փոխկապակցված են: Լարման, հոսանքի և դիմադրության (և դիմադրության՝ սույն հոդվածի նպատակների համար) միջև կապը սահմանվում է Օհմի օրենքով։ R-ն կարող է փոխարինվել Զ.

ՈՐՏԵՂԻ՞Ց Է ՍՊԱՍՎԵԼ 1/8 ԿԱՆՈՆԸ:Բարձր ձայնի նվազագույն ձայնային տարբերությունը, որն ընկալվում է մարդու կողմից, մոտ 1 դԲ է: Ելքային դիմադրության -1 դԲ անկումը համապատասխանում է գործակցի՝ 10^(-1/20) = 0,89: Օգտագործելով լարման բաժանարար բանաձևը, մենք ստանում ենք, որ երբ ելքային դիմադրությունը բեռի դիմադրության 1/8-ն է, հարաբերակցությունը կազմում է ուղիղ 0,89, այսինքն, լարման անկումը -1 դԲ է: Ականջակալների դիմադրությունը կարող է տարբեր լինել աուդիո տիրույթում 10 կամ ավելի գործակցով: SuperFi 5-ի համար դիմադրությունը 21 ohms է, բայց իրականում այն տատանվում է 10-ից 90 ohms: Այսպիսով, 1/8 կանոնը մեզ տալիս է 2,6 ohms առավելագույն ելքային դիմադրություն: Եթե վերցնենք աղբյուրի լարումը հավասար է 1 Վ.

Ականջակալների լարումը 21 օմ դիմադրության դեպքում (անվանական) = 21 / (21+2,6) = 0,89 Վ
Ականջակալների լարումը 10 օմ դիմադրության դեպքում (նվազագույն) = 10 / (10+2,6) = 0,79 Վ
Ականջակալների լարումը 90 օմ դիմադրության դեպքում (առավելագույնը) = 90 / (90+2,6) = 0,97 Վ
Հաճախականության արձագանքման հարթություն = 20*log (0,97/0,89) = 0,75 դԲ (1 դԲ-ից պակաս)

ԱՐԴՅՈՒՆՔԻ ԱՆՁՆԱԿՑՈՒԹՅԱՆ ՉԱՓՈՒՄ.Ինչպես տեսնում եք վերևի շղթայի դիագրամից, ելքային դիմադրությունը ձևավորում է լարման բաժանարար: Չափելով ելքային լարումը առանց միացված բեռի և հայտնի բեռով, կարող եք հաշվարկել ելքային դիմադրությունը: Դա կարելի է հեշտությամբ անել առցանց հաշվիչի միջոցով: Առանց ծանրաբեռնվածության լարումը «մուտքային լարումն է», R2-ը բեռնվածքի հայտնի դիմադրությունն է (այս դեպքում մի օգտագործեք ականջակալներ), «Ելքային լարումը» լարումն է, երբ բեռը միացված է: Սեղմեք «Հաշվարկել» և ստացեք ցանկալի ելքային դիմադրություն R1: Դուք կարող եք դա անել նաև 60 հերց սինուսային ալիքով (կարող եք այն ստեղծել, օրինակ, Audacity-ում), թվային մուլտիմետրով և 15-33 օհմ ռեզիստորով: DMM-ների մեծ մասը միայն լավ ճշգրտություն ունի մոտ 60 Հց: Նվագարկեք 60 Հց սինուսային ալիք և կարգավորեք ձայնը այնպես, որ ելքային լարումը լինի մոտավորապես 0,5 Վ: Այնուհետև միացրեք ռեզիստորը և նշեք լարման նոր արժեքը: Օրինակ, եթե դուք ստանում եք 0.5 Վ առանց բեռի և 0.38 Վ 33 օմ բեռով, ելքային դիմադրությունը մոտ 10 ohms է: Բանաձևն այստեղ հետևյալն է՝ Zist = (Rн * (Vхх - Vн)) / Vн. Vxx - լարում առանց բեռի (անգործուն):

Ոչ մի ականջակալ չունի ամբողջովին դիմադրողական դիմադրություն, որը չի փոխվում աուդիո հաճախականության տիրույթում: Ականջակալների ճնշող մեծամասնությունը ռեակտիվ են և ունեն բարդ դիմադրություն: Ականջակալների դիմադրության կոնդենսիվ և ինդուկտիվ բաղադրիչների շնորհիվ դրա արժեքը փոխվում է հաճախականությամբ: Օրինակ, ահա իմպեդանսի (դեղին) և փուլի (սպիտակ) կախվածությունը Super Fi 5-ի հաճախականությունից: ~200 Հց-ից ցածր դիմադրությունը կազմում է ընդամենը 21 ohms: 200 Հց-ից բարձր այն բարձրանում է մինչև ~ 90 ohms 1200 Հց հաճախականությամբ, այնուհետև իջնում է մինչև 10 ohms 10 kHz հաճախականությամբ:

Ամբողջական ՉԱՓԻ ԱԿՆՋԻՉՆԵՐ.Թերևս ինչ-որ մեկին չեն հետաքրքրում ներս ականջակալները, ինչպիսին է Super Fi 5-ը, ուստի ահա հանրաճանաչ Sennheiser HD590 մոդելի դիմադրությունն ու փուլը: Դիմադրությունը դեռ տատանվում է. 95-ից մինչև 200 ohms - գրեթե երկու անգամ:

ԽՆԴԻՐ.Հոդվածի սկզբի գծապատկերներից մեկը ցույց տվեց մոտ 12 դԲ հաճախականության արձագանքման ալիք SuperFi 5-ի համար, որը միացված է 43 ohms դիմադրություն ունեցող աղբյուրին: Եթե որպես հղում վերցնենք 21 ohms անվանական արժեքը և վերցնենք աղբյուրի ելքային լարումը 1 Վ-ի, ապա ականջակալներում լարման մակարդակը կլինի հետևյալը.

Հղման մակարդակ՝ 21 / (43 + 21) = 0,33 Վ - որը համապատասխանում է 0 դԲ
9 ohms նվազագույն դիմադրության դեպքում՝ 9 / (9 + 43) = 0,17 V = -5,6 դԲ
90 ohms առավելագույն դիմադրության դեպքում՝ 90 / (90 + 43) = 0,68 V = +6,2 դԲ
Շրջանակ = 6,2 + 5,6 = 11,8 դԲ

ԽՈՍԱՆՑՄԱՆ ՄԱԿԱՐԴԱԿՆԵՐԸ.Բարձրախոսների խոնավացումը, ինչպես բացատրվեց ավելի վաղ, կարող է լինել կամ զուտ մեխանիկական (Qms) կամ էլեկտրական (Qes) և մեխանիկական ամորտիզացիայի համակցություն: Ընդհանուր թուլացումը նշվում է Qts-ով: Թե ինչպես են այս պարամետրերը փոխազդում ցածր հաճախականություններում, բացատրվում է Thiel-Small մոդելավորման միջոցով: Խոնավեցման մակարդակները կարելի է բաժանել երեք կատեգորիայի.

Կրիտիկական մարում (Qts = 0.7) - Շատերի կողմից համարվում է իդեալական դեպք, քանի որ այն ապահովում է ամենախորը բասը առանց հաճախականության արձագանքի որևէ շեղման կամ ավելորդ զանգի (կոնների անվերահսկելի շարժումներ): Նման բարձրախոսի բասը սովորաբար ընկալվում է որպես «առաձգական», «պարզ» և «թափանցիկ»: Մարդկանց մեծամասնությունը կարծում է, որ Qts 0.7 ապահովում է իդեալական անցողիկ արձագանք:
Ավելորդ խոնավացում (Qts
Թույլ թուլացում (Qts > 0.7) - թույլ է տալիս բասի որոշակի ուժեղացում՝ բասերի տիրույթի վերին մասում գագաթնակետով: Բարձրախոսը լիովին չի կառավարվում, ինչի հետևանքով առաջանում է չափազանց «զանգ» (այսինքն՝ էլեկտրական ազդանշանը թուլացնելուց հետո կոնը չի դադարում բավական արագ շարժվել): Թույլ խոնավացումը հանգեցնում է հաճախականության արձագանքման շեղումների, պակաս խորը բաս, վատ անցողիկ արձագանք և հաճախականության արձագանքի բարձրացում բասի վերին սահմանի շրջանում: Թույլ ամորտիզացիան բասի որակի գնով բասը բարձրացնելու էժան միջոց է: Այս տեխնիկան ակտիվորեն օգտագործվում է էժան ականջակալներում՝ «կեղծ բաս» ստեղծելու համար։ Չխոնավ բարձրախոսների ձայնը հաճախ բնութագրվում է որպես «բոմ» կամ «անփույթ» բաս: Եթե ձեր ականջակալները նախատեսված են էլեկտրական ամորտիզացիայի համար, և դուք դրանք օգտագործում եք մի աղբյուրի հետ, որն ունի ականջակալների դիմադրության 1/8-ից ավելի դիմադրություն, դուք կստանաք հենց այդպիսի, թերխոնավ բաս: .

ԽՈՍԱՆՑՄԱՆ ՏԵՍԱԿՆԵՐԸ.Բարձրախոսների / ռեզոնանսը վերահսկելու երեք եղանակ կա.

Էլեկտրական խոնավացում- Մեզ արդեն հայտնի «Qes»-ը նման է հիբրիդային էլեկտրական մեքենաների վերականգնողական արգելակմանը: Արգելակները սեղմելիս էլեկտրական շարժիչը դանդաղեցնում է մեքենան՝ վերածվելով գեներատորի և էներգիան հետ փոխանցելով մարտկոցներին։ Բանախոսը ունակ է նույնն անել: Բայց եթե ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրությունը մեծանում է, արգելակման ազդեցությունը զգալիորեն նվազում է, հետևաբար 1/8 կանոնը:
Մեխանիկական խոնավացում- Հայտնի է որպես Qms, այն բավականին նման է մեքենաների շոկի կլանիչներին: Բարձրախոսի մեխանիկական թուլացումը մեծացնելով, այն սահմանափակում է երաժշտական ազդանշանը, որը մղում է այն, ինչը հանգեցնում է ավելի ոչ գծայինության: Սա մեծացնում է աղավաղումը և նվազեցնում ձայնի որակը:
Բնակարանի պատճառով խոնավացում- Շրջանակը կարող է ապահովել խոնավացում, բայց դա պահանջում է փակել՝ կա՛մ պատշաճ կերպով կարգավորված բասի ռեֆլեքսով, կա՛մ վերահսկվող կտրվածքով: Բազմաթիվ բարձրակարգ ականջակալներ, իհարկե, բաց են, ինչը բացառում է պատյանների խոնավացման հնարավորությունը, ինչպես բարձրախոսներում:

ՄԱՄԼՈՒ ՄԱՐԴԱԿ.Ականջակալների համար, որոնք ունեն ողջամտորեն հարմար տեղավորում, ինչպիսիք են լրիվ չափի ականջակալները ամուր տեղադրվող ականջակալներով, դիզայներները կարող են հաշվի առնել ականջակալի լրացուցիչ ամորտիզացումը: Բայց գլխի ձևը, ականջները, սանրվածքը, ականջակալների հարմարեցումը, ակնոցների առկայությունը և այլ գործոններ այս էֆեկտը դարձնում են գրեթե անկանխատեսելի։ Ականջակալների համար այս ֆունկցիան ընդհանրապես հասանելի չէ: Ստորև դուք տեսնում եք երկու գրաֆիկ, որոնք պատկերում են Sennheiser HD650-ի դիմադրությունը: Խնդրում ենք նկատի ունենալ. բաց բասում ռեզոնանսային գագաթնակետը 530 ohms է, բայց արհեստական գլխիկ օգտագործելիս արժեքը նվազում է մինչև 500 ohms: Սրա պատճառը ականջի և ականջակալների կողմից ձևավորված փակ տարածության պատճառով խոնավացումն է։

ԵԶՐԱԿԱՑՈՒԹՅՈՒՆ.Հուսով եմ, որ այժմ պարզ է, որ ականջակալների ուժեղացուցիչի արդյունավետ կատարման հասնելու միակ միջոցը 1/8 կանոնին հետևելն է: Թեև որոշ մարդիկ նախընտրում են ավելի բարձր ելքային դիմադրության ձայնը, այն մեծապես կախված է օգտագործվող ականջակալի մոդելից, ելքային դիմադրության արժեքից և անձնական նախապատվությունից: Իդեալում, պետք է ստեղծվի նոր ստանդարտ, ըստ որի մշակողները պետք է արտադրեն աղբյուրներ, որոնց ելքային դիմադրությունը 2 ohms-ից պակաս է:

Հովանավորի Տեղեկություն

KUPI.TUT.BY՝ դյուրակիր համակարգիչների, դյուրակիր համակարգիչների գների հարմար կատալոգ: Այստեղ դուք կարող եք վերցնել և գնել նոութբուք էժան գնով։ Վճարման հեշտություն, առաքում, որակի ապահովում։

Հոդվածի բնօրինակ անգլերեն՝ Headphone & Amp Impedance

Ինչու է աղբյուրի (ուժեղացուցիչի) ելքային դիմադրության արժեքը այդքան կարևոր, ինչպես է այն փոխազդում ականջակալների հետ և ինչի վրա է դա ազդում:

Հեղինակային իրավունք Տարաս Կովրիենկո 2009–2019 թթ

Կարծում եմ շատերը գիտեն, որ եթե վազող մեքենայի վրա միացնես երկար լուսարձակը, վառարանը, տաքացվող ետևի ապակին, ապա գեներատորի առաջացրած լարումը կնվազի, նույնիսկ այս դեպքում ասում են, որ լարումը նվազել է։ Ինչպե՞ս է դա վերաբերում էլեկտրոնիկայի վրա: Էլեկտրոնիկայի մեջ ամեն ինչ տեղի է ունենում նույն սցենարով, եթե ազդանշանի գեներատորին միացնեք ցածր դիմադրության բեռ, ապա դրա տերմինալների լարումը կնվազի, դրա պատճառը երկու դեպքում էլ գեներատորի ներքին դիմադրությունն է, որը. սովորաբար պատկերված է որպես գեներատորի հետ սերիական միացված ռեզիստոր: Գեներատորի համարժեք միացումցույց է տրված ստորև նկարում:

Ինչու՞ համարժեք: Քանի որ իրականում ֆիզիկապես նկարում ցուցադրված ռեզիստորը առնվազն մեքենայի գեներատորում չէ, բայց գեներատորի կամ ուժեղացուցիչի ներսում, ինչպես նաև այլ սխեմաներում տեղի ունեցող գործընթացները հաշվի առնելու համար հարմար է. նկարագրեք դրանք այսպես.
Եկեք անցնենք պրակտիկային, մենք չափելու ենք ազդանշանի գեներատորի ելքային դիմադրությունը:
Նախ, միացրեք օսցիլոսկոպը ազդանշանի գեներատորի ելքերին, ինչպես ցույց է տրված ստորև նկարում և տեսեք, թե ինչ լարման կլինի:

Օսցիլոգրամը ցույց է տալիս, որ լարման ամպլիտուդային արժեքը 1 Վ է։
Այժմ եկեք միացնենք պոտենցիոմետր ազդանշանի գեներատորի ելքերին և պտտենք այն, մինչև գեներատորի ծայրերում լարումը հավասարվի նախկինում չափվածի կեսին, այսինքն՝ 0,5 Վ։

51 Օմ դիմադրության դեպքում պոտենցիոմետրի վրայով լարման անկումը հավասարվեց բաց շղթայի լարման կեսին:
Եթե նայեք վերևի նկարին, կարող եք տեսնել, որ գեներատորի ներքին դիմադրությունը և մեր կողմից միացված պոտենցիոմետրը կազմում են լարման բաժանարար, և նրա թեւերից մեկի վրա լարման անկումը հավասար է գեներատորի լարման կեսին, ինչը նշանակում է, որ լարման ուղիղ կեսը մնում է երկրորդ թեւի վրա: Քանի որ ներքին դիմադրության և մեր կողմից միացված պոտենցիոմետրի վրա լարման անկումները հավասար են, սա նշանակում է, որ գեներատորի ներքին դիմադրությունը հավասար է պոտենցիոմետրի դիմադրությանը, այսինքն ՝ 51 Օմ:
Բայց կան դեպքեր, երբ հնարավոր չէ չափել գեներատորի լարումը պարապ վիճակում, այսինքն՝ առանց բեռի, որի դեպքում երկու չափումներ են կատարվում տարբեր դիմադրություններով, և գեներատորի դիմադրությունը հաշվարկվում է ստորև ներկայացված բանաձևով։

Բանաձևը ստացվում է հետևյալ կերպ, նախ հաշվարկվում է R1 և R2 լարումը, ինչպես սովորական բաժանարարը: Ստացված երկու բանաձևերում էլ կլինի գեներատորի լարումը, մենք այն արտահայտում ենք յուրաքանչյուր բանաձևից և հավասարեցնում մյուս մասերը։ Հաջորդը, դուք պարզապես պետք է արտահայտեք Rg, և սա ավարտում է հաշվարկը:
Այժմ մենք գիտենք, թե ինչպես չափել գեներատորի ելքային դիմադրությունը:

6.3. Երկբևեռ տրանզիստորի վրա ցածր հաճախականության ապերոդիկ ուժեղացուցիչի տեղադրում և ուսումնասիրություն

Բիպո ուժեղացուցիչներովԲևեռային տրանզիստորներում օգտագործվում են տրանզիստորների միացման երեք սխեմաներ՝ ընդհանուր հիմքով, ընդհանուր թողարկիչով, ընդհանուր կոլեկտորով։ Ամենալայնորեն օգտագործվող անջատիչ սխեման ընդհանուր թողարկիչով:

Հիշեցնենք, որ զգայուն ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչի մուտքային սխեմաները պարտադիր կերպով կատարվում են պաշտպանված մետաղալարով:

Ուսումնասիրել ուժեղացուցիչի աշխատանքը ըստ նկարի գծապատկերի 6.6 Դուք կարող եք հավաքել ուժեղացուցիչը, օգտագործելով նկարում նշվածը 6.8 մոնտաժային տախտակ:

Ուժեղացուցիչը տեղադրելու ժամանակ անհրաժեշտ է դիտարկել էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորների միացման բևեռականությունը: Միացման դիագրամը ցույց է տալիս միայն մեկ էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորի միացման բևեռականությունը: Մյուս երկու կոնդենսատորների միացման բևեռականությունը որոշվում է ուժեղացուցիչի միացման սխեմայով: Քանի որ գեներատորի ելքը սինուսոիդներ ենԵթե ուղղակի լարման բաղադրիչ չկա, ապա n-p-n տիպի տրանզիստորների օգտագործման ժամանակ կոնդենսատորների բևեռականությունը պետք է լինի այնպես, ինչպես ցույց է տրված Նկար 6.6-ում, իսկ p-n-p տիպի տրանզիստորի համար՝ Նկար 6.7-ում:

Քանի որ էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորներն ունեն ինդուկտիվ դիմադրություն, բարձրորակ ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչներում փոքր կերամիկական կոնդենսատորները տեղադրվում են էլեկտրոլիտիկ կոնդենսատորներին զուգահեռ:

Զգայունության և գնահատված արդյունքի չափում

ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչի հզորությունը

Նախապես սահմանեք ներդաշնակության գործակիցի պահանջվող արժեքը ուժեղացուցիչի ելքի վրա: Ուժեղացուցիչի ձայնի կարգավորիչը դրված է ձայնի առավելագույն դիրքի վրա, իսկ տոնը կառավարվում է միջին դիրքի վրա: Միացրեք բոլոր չափիչ գործիքները ցանցին սարքեր և լարման լարում ուժեղացուցիչին: 1000 Հց հաճախականությամբ սինուսոիդային լարումը մատակարարվում է ձայնային գեներատորից R 1, R 2 ռեզիստորների վրա լարման բաժանարարի միջոցով ուժեղացուցիչի մուտքին: Աստիճանաբար ավելացրեք սինուսոիդային լարումը ուժեղացուցիչի մուտքի մոտ և միևնույն ժամանակ չափեք ազդանշանի ներդաշնակությունը ուժեղացուցիչի ելքում: Հենց որ ներդաշնակության գործակիցը հասնում է կանխորոշված արժեքի, չափվում է U N.OUT ուժեղացուցիչի ելքի լարումը և որոշվում է U N.IN ուժեղացուցիչի մուտքի լարումը։ Եթե չկա զգայուն էլեկտրոնային վոլտմետր, ապա ուժեղացուցիչի մուտքի լարումը որոշվում է լարումը էլեկտրոնային վոլտմետր 1-ով չափելուց հետո: U 1 Լարման բաժանարարի մուտքի մոտ (ռեզիստորների վրա R 1 և R 2 - նկ. 6.9 ).

(6.1)

Ուժեղացուցիչի ցածր զգայունությամբ, լարման բաժանարարը կարող է բացառվել, քանի որ միջամտող լարումները, որոնք առաջանում են, երբ փորձարկման լարերը միացված են ուժեղացուցիչի մուտքային միացմանը, էապես չեն ազդի չափման արդյունքների վրա:

Մուտքային լարումը U n.in բնութագրում է ուժեղացուցիչի զգայունությունը տվյալ ներդաշնակ գործակցի դեպքում ուժեղացուցիչի ելքի վրա: R n բեռի վրա գնահատված ելքային հզորությունը որոշվում է բանաձևով.

(6.2)

5-8% ներդաշնակ աղավաղումը կարելի է մոտավորապես որոշել՝ օգտագործելով օսցիլոսկոպ: Այս ներդաշնակ աղավաղմամբ, սինուսոիդի աղավաղումը նկատելի է օսցիլոսկոպի էկրանին: Ավելի հեշտ է հայտնաբերել սինուսոիդային աղավաղումը, եթե դուք օգտագործում եք երկփողանի օսցիլոսկոպ և համեմատում եք ուժեղացուցիչի ելքի ազդանշանը մուտքի ազդանշանի հետ:

Այսպիսով, հնարավոր է չափել զգայունությունը և որոշել ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչի անվանական ելքային հզորությունը՝ ազդանշանի ներդաշնակ գործակցով ուժեղացուցիչի ելքում 5-8%, մոտավորապես առանց ներդաշնակ գործակիցի հաշվիչի: Ուժեղացուցիչի առավելագույն ելքային հզորությունը որոշվում է 10% հարմոնիկ աղավաղման դեպքում:

Ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրության չափում

Ցածր հաճախականության ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունը սովորաբար չափվում է 1000 Հց հաճախականությամբ: Եթե R ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունը շատ ավելի քիչ է, քան օգտագործված վոլտմետրի ներքին դիմադրությունը, այնուհետև ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունը որոշելու համար նրա մուտքի հետ միացվում է մի դիմադրություն, որի դիմադրությունը մոտավորապես հավասար է ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությանը: Երկու էլեկտրոնային վոլտմետրեր միացված են, ինչպես ցույց է տրված նկարում: 6.10 , որտեղ R in-ը ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունն է: Ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրության որոշումը կրճատվում է հետևյալ խնդրի լուծման համար. հայտնի լարումները U 1 և U 2, որոնք ցուցադրվում են V 1 և V 2 վոլտմետրերով, դիմադրության R դիմադրությունը; պահանջվում է R in-ում որոշել: Քանի որ V 2 վոլտմետրի ներքին դիմադրությունը շատ ավելի մեծ է, քան ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունը, ապա.

(6.3)

Եթե ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունը պարզվում է, որ համաչափ է վոլտմետրի ներքին դիմադրությանը, ապա այս կերպ R-ն հնարավոր չէ որոշել։

Այս դեպքում ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունը որոշելու համար սարքերը հավաքվում են ըստ նկարի գծապատկերի. 6.9 , բայց միայն առանց ներդաշնակ գործակցի հաշվիչի։ Ուժեղացուցիչի մուտքի վրա կիրառվում է 1000 Հց հաճախականությամբ սինուսոիդային լարում՝ չգերազանցելով անվանական մուտքային լարումը։ Չափվում են ուժեղացուցիչի լարման մուտքային U in1 և ելքային U out1 և որոշվում է լարման բարձրացում K = U out1 / U in1: Այնուհետև ռեզիստորը R-ը միացվում է ուժեղացուցիչի մուտքի հետ և, առանց ձայնային գեներատորի ելքի լարումը փոխելու, չափվում է Uout2 ուժեղացուցիչի ելքի լարումը։ Ուժեղացուցիչի ելքի վրա լարումը նվազել է այն պահից, երբ R դիմադրությունը միացված է հաջորդաբարուժեղացուցիչի մուտքով գեներատորի ելքից լարման մի մասը ընկնում է R ռեզիստորի վրա, իսկ մի մասը՝ R in մուտքային դիմադրության վրա։ Սերիական կապի օրենքների հիման վրա կարող ենք գրել.

U in1 = Ու Ռ + Ու Ռմեջ (6.4)

(6.5)

Մենք արտահայտում ենք U Rin-ը և Uin1-ը ուժեղացուցիչի ելքային լարման առումով

(6.6) (6.7)

Փոխարինելով (6.6) և (6.7) (6.5)-ով մենք ստանում ենք.

(6.8)

(6.8)-ից մենք ստանում ենք ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրության արտահայտություն.

(6.9)

Rin-ի որոշման ճշգրտությունը բարելավելու համար անհրաժեշտ է, որ դիմադրության R-ի դիմադրությունը լինի նույն կարգի ուժեղացուցիչ R-ի մուտքային դիմադրության հետ:

Ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրության չափում

Ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրությունը որոշվում է Օհմի օրենքից ամբողջական միացման համար

(6.10)

որտեղ R n-ը բեռի դիմադրությունն է, R ext-ը աղբյուրի ներքին (ելքային) դիմադրությունն է: Հաշվի առնելով, որ լարումը աղբյուրի տերմինալներում U = I× R n-ից (6.10) մենք ստանում ենք

U=e- Ի× Ռ ext (6.11)

Անջատեք R n-ը, այնուհետև I-ի հոսանքը շատ փոքր կլինի, հետևաբար, աղբյուրի տերմինալներում U լարումը հավասար կլինի էլեկտրաշարժիչ ուժին ե. Միացնենք R n. Այնուհետև լարման անկումը աղբյուրի ներսում (ե- U Rn) կվերաբերի լարման անկմանը U Rn բեռի վրա, քանի որ աղբյուրի ներքին դիմադրությունը վերաբերում է բեռի դիմադրությանը

(6.12) (6.13)

Ուժեղացուցիչի ներքին (ելքային) դիմադրության ավելի ճշգրիտ որոշման համար անհրաժեշտ է վերցնել R n դիմադրությունը նույն կարգի, ինչ ներքինը։

Ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրությունը սովորաբար չափվում է 1000 Հց հաճախականությամբ: Ձայնի գեներատորից ուժեղացուցիչի մուտքի վրա կիրառվում է 1000 Հց սինուսոիդային լարում,այնպես, որ երբ բեռը անջատված է, ազդանշանի ներդաշնակ գործակիցըուժեղացուցիչի ելքում չի գերազանցել դրա համար նախատեսվածըարժեքի ուժեղացուցիչ:

Ելքային դիմադրության Rout-ը որոշելու համար երկու անգամ չափեք ուժեղացուցիչի ելքային լարումը: Անջատված բեռի դեպքում ելքային լարումը հավասար կլինի EMF-ին, իսկ միացված բեռի դեպքում՝ U Rн:

Ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրությունը որոշվում է բանաձևով

(6.14)

Ամպլիտուդային բնութագրի կառուցում

Ուժեղացուցիչի որակի մասին կարևոր տեղեկություններ կարելի է ստանալ ամպլիտուդի բնութագրիչից: Ամպլիտուդային բնութագրերը հեռացնելու համար սարքերը հավաքվում են ըստ Նկ. 6.9 , բացառելով ներդաշնակ մետրը։ 1000 Հց հաճախականությամբ սինուսոիդային լարում է մատակարարվում ձայնի գեներատորից ուժեղացուցիչի մուտքին, որպեսզի ուժեղացուցիչի ելքի ազդանշանի և սինուսոիդի միջև տարբերությունը նկատելի դառնա: Մուտքային լարման ստացված արժեքը ավելացվում է մոտ 1,5 անգամ, իսկ ուժեղացուցիչի ելքային լարումը չափվում է էլեկտրոնային վոլտմետրով։ Ուժեղացուցիչի մուտքային և ելքային լարման ստացված արժեքները կտան ուժեղացուցիչի ամպլիտուդային բնութագրի կետերից մեկը (ծայրահեղ): Այնուհետև մուտքային լարումը նվազեցնելով հանվում է ելքային լարման կախվածությունը մուտքից։ Ուժեղացուցիչի ամպլիտուդային բնութագրիչից լարման ավելացումը հեշտությամբ որոշվում է K \u003d U out / U in: Հզորությունը որոշելու համար ուժեղացուցիչի մուտքային և ելքային լարումները պետք է ընտրվեն ամպլիտուդի բնութագրիչի գծային հատվածում: Այս դեպքում ուժեղացուցիչի շահույթը կախված չի լինի մուտքային լարումից:

Ուժեղացուցիչի աղմուկի հատակի չափում

Դ Ուժեղացուցիչի ներքին աղմուկի մակարդակը որոշելու համար ուժեղացուցիչի ելքային լարումը չափվում է ուժեղացուցիչի մուտքին ռեզիստոր միացնելով, որի դիմադրությունը հավասար է ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությանը: Ուժեղացուցիչի սեփական աղմուկի մակարդակը արտահայտված է դեցիբելներով՝ բանաձև (5.6): Արտաքին էլեկտրամագնիսական դաշտերի միջամտության ազդեցությունը նվազեցնելու համար ուժեղացուցիչի մուտքային սխեմաները խնամքով պաշտպանված են:

Ուժեղացուցիչի արդյունավետության որոշում

Ուժեղացուցիչի արդյունավետությունը որոշվում է, երբ մուտքի վրա կիրառվում է 1000 Հց հաճախականությամբ սինուսոիդային լարում, որը համապատասխանում է անվանական ելքային հզորությանը: Որոշեք գնահատված ելքային հզորությունը ըստ բանաձևի (6.2)

Ուժեղացուցիչի կողմից աղբյուրներից (աղբյուրից) սպառվող հզորությունը որոշվում է P 0 =I բանաձևով× U , որտեղ I-ն աղբյուրից սպառվող հոսանքն է, U-ը լարումն է ուժեղացուցիչի տերմինալներում, որոնք նախատեսված են հոսանքի աղբյուրը միացնելու համար (ամպաչափի և վոլտմետրի միացման դիագրամն ընտրվում է՝ հաշվի առնելով ուժեղացուցիչի կողմից սպառված հզորությունը որոշելու նվազագույն սխալը։ , կախված առկա ամպաչափից և վոլտմետրից):

Ուժեղացված հաճախականությունների տիրույթի որոշում

Ուժեղացված հաճախությունների միջակայքը և հաճախականության խեղաթյուրման գործակիցը որոշելու համար կառուցվում է հաճախականության (ամպլիտուդա-հաճախականության) բնութագրիչ։

Ուժեղացուցիչի ամպլիտուդա-հաճախականության բնութագրիչի սահմանումից հետևում է, որ այն կառուցելու համար ուժեղացուցիչի մուտքի վրա կարող է կիրառվել ցանկացած լարում, որը համապատասխանում է ամպլիտուդային բնութագրի գծային հատվածին։ Այնուամենայնիվ, չափազանց ցածր մուտքային լարման դեպքում կարող են առաջանալ աղմուկի և փոփոխական հոսանքի ձայնի պատճառով առաջացած սխալներ: Բարձր մուտքային լարման դեպքում ուժեղացուցիչի տարրերի ոչ գծայինությունը կարող է առաջանալ: Հետևաբար, հաճախականության արձագանքը սովորաբար ընդունվում է մուտքային լարման դեպքում, որը համապատասխանում է ելքային հզորությանը, որը հավասար է անվանականի 0,1-ին:

Ամպլիտուդա-հաճախականության բնութագրերը վերցնելու սարքերը հավաքվում են ըստ նկ. 6.9 , իսկ ներդաշնակ հաշվիչն ու օսցիլոսկոպը հնարավոր չէ միացնել։

Ուժեղացված հաճախությունների տիրույթը որոշվում է ամպլիտուդա-հաճախականության բնութագրիչից՝ հաշվի առնելով հաճախականության թույլատրելի աղավաղումը։ Ուժեղացուցիչի հաճախականության արձագանքը լարման ավելացման կախվածությունն է հաճախականությունից: Սկսած թզ. 5.5 երևում է, թե ինչպես կարելի է որոշել ուժեղացուցիչով (թողունակությունը) ուժեղացված հաճախականությունների միջակայքը՝ անջատման հաճախականություններում օգուտի նվազմամբ առավելագույնից մինչև 0,7, ինչը համապատասխանում է 3 դԲ հաճախականության խեղաթյուրման գործակցին:

(ԲԱՐՁՐԱԽՈՍՆԵՐԻ ՄԻՋՄՈԴՈՒԼԱՑԻՈՆ ԽԵՂՎԱԾՔՆԵՐԻ ԵՎ ՁԱՅՆՆԵՐԻ ՆՎԱԶԵՑՄԱՆ ՄԱՍԻՆ)

Տարբեր UMZCH-ների հետ աշխատելիս բարձրախոսների ձայնի տարբերությունը հիմնականում նկատվում է խողովակի և տրանզիստորի ուժեղացուցիչների համեմատությամբ. դրանց ներդաշնակ աղավաղման սպեկտրը հաճախ զգալիորեն տարբերվում է: Երբեմն նկատելի տարբերություններ կան նույն խմբի ուժեղացուցիչների միջև: Օրինակ, աուդիո ամսագրերից մեկում 12 և 50 Վտ հզորությամբ UMZCH-ների կողմից տրված գնահատականները հակված էին պակաս հզորի օգտին: Թե՞ գնահատականը կողմնակալ էր։

Մեզ թվում է, որ հոդվածի հեղինակը համոզիչ կերպով բացատրում է բարձրախոսներում անցողիկ և միջմոդուլյացիոն աղավաղումների առաջացման միստիկ պատճառներից մեկը, որոնք տարբեր UMZCH-ի հետ աշխատելիս ձայնի նկատելի տարբերություն են ստեղծում: Այն նաև առաջարկում է մատչելի մեթոդներ՝ զգալիորեն նվազեցնելու բարձրախոսների աղավաղումը, որոնք բավականին պարզ կերպով իրականացվում են ժամանակակից տարրերի բազայի միջոցով:

Այժմ ընդհանուր առմամբ ընդունված է, որ ուժային ուժեղացուցիչի պահանջներից մեկն այն է, որ դրա ելքային լարումը մնա անփոփոխ, երբ բեռի դիմադրությունը փոխվում է: Այլ կերպ ասած, UMZCH-ի ելքային դիմադրությունը պետք է լինի փոքր բեռնվածքի համեմատ, որը կազմում է ոչ ավելի, քան 1 / 10,1 / 1000 բեռի դիմադրության մոդուլի (դիմեդանս) |Z n |: Այս տեսակետն արտացոլված է բազմաթիվ ստանդարտներում և առաջարկություններում, ինչպես նաև գրականության մեջ: Նույնիսկ այնպիսի պարամետր, ինչպիսին է խամրման գործակիցը - K d (կամ մարման գործակիցը) հատուկ ներդրված է, որը հավասար է անվանական բեռի դիմադրության հարաբերակցությանը ուժեղացուցիչի R out PA ելքային դիմադրությանը: Այսպիսով, 4 ohms անվանական բեռի դիմադրության և 0,05 ohms ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրության դեպքում K d-ը կլինի 80: HiFi սարքավորումների ներկայիս ստանդարտները պահանջում են, որ բարձրորակ ուժեղացուցիչների խամրման գործակիցը լինի առնվազն 20 (և խորհուրդ է տրվում. ոչ պակաս, քան 100): Շուկայում տրանզիստորային ուժեղացուցիչների մեծ մասի համար K d-ը 200-ից մեծ է:
Փոքր Rout PA-ի (և համապատասխանաբար բարձր Kd-ի) օգտին փաստարկները հայտնի են. սրանք ուժեղացուցիչների և բարձրախոսների փոխանակելիությունն են՝ ստանալով հիմնական (ցածր հաճախականության) բարձրախոսի ռեզոնանսի արդյունավետ և կանխատեսելի մեղմացում, ինչպես նաև ուժեղացուցիչների բնութագրերը չափելու և համեմատելու հարմարավետությունը: Այնուամենայնիվ, չնայած վերոնշյալ նկատառումների օրինականությանը և հիմնավորվածությանը, նման հարաբերակցության անհրաժեշտության մասին եզրակացությունը, ըստ հեղինակի. սկզբունքորեն սխալ!

Բանն այն է, որ այս եզրակացությունն արվում է առանց հաշվի առնելու էլեկտրադինամիկ բարձրախոսների (GG) աշխատանքի ֆիզիկան։ Ուժեղացուցիչների դիզայներների ճնշող մեծամասնությունը անկեղծորեն հավատում է, որ իրենցից պահանջվում է միայն պահանջվող լարումը ապահովել տվյալ բեռի դիմադրության դեպքում՝ հնարավորինս քիչ աղավաղումներով: Բարձրախոսների դիզայներները, իրենց հերթին, կարծես թե ենթադրում են, որ իրենց արտադրանքը սնուցվելու է աննշան ելքային դիմադրություն ունեցող ուժեղացուցիչներով: Թվում է, թե ամեն ինչ պարզ է և պարզ. ի՞նչ հարցեր կարող են լինել:

Այնուամենայնիվ, կան հարցեր, այն էլ շատ լուրջ։ Դրանցից գլխավորը մեծության հարցն է միջմոդուլյացիայի խեղաթյուրումներմուծված GG-ի կողմից, երբ այն աշխատում է աննշան ներքին դիմադրությամբ ուժեղացուցիչից (լարման աղբյուր կամ EMF աղբյուր):

«Ի՞նչ կապ ունի ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրությունը սրա հետ: Ինձ մի՛ խաբիր»։ ընթերցողը կասի. - Եվ նա սխալվում է: Այն ունի, և ամենաուղղակի, չնայած այն հանգամանքին, որ այս կախվածության փաստը նշվում է չափազանց հազվադեպ: Ամեն դեպքում, ժամանակակից աշխատանքներ չեն գտնվել, որոնք կքննարկեն այս ազդեցությունը բոլորըծայրից ծայր էլեկտրա-ակուստիկ ուղու պարամետրերը` ուժեղացուցիչի մուտքի լարումից մինչև ձայնային թրթռումները: Չգիտես ինչու, այս թեման քննարկելիս մենք նախկինում սահմանափակվում էինք GG-ի վարքագիծը վերլուծելով հիմնական ռեզոնանսի մոտ ցածր հաճախականություններում, մինչդեռ ոչ պակաս հետաքրքիր բաներ են տեղի ունենում նկատելիորեն ավելի բարձր հաճախականություններում՝ ռեզոնանսային հաճախականությունից մի քանի օկտավա բարձր:

Այս հոդվածը նախատեսված է լրացնել այս բացը: Պետք է ասել, որ մատչելիությունը մեծացնելու համար ներկայացումը շատ պարզեցված և սխեմատիկացված է, ուստի մի շարք «նուրբ» հարցեր մնացին չքննարկված։ Այսպիսով, հասկանալու համար, թե ինչպես է UMZCH-ի ելքային դիմադրությունը ազդում բարձրախոսների միջմոդուլյացիայի աղավաղման վրա, մենք պետք է հիշենք, թե որն է GG կոնից ձայնային ճառագայթման ֆիզիկան:

Հիմնական ռեզոնանսային հաճախականությունից ցածր, երբ սինուսոիդային ազդանշանային լարումը կիրառվում է GG ձայնային կծիկի ոլորման վրա, դրա դիֆուզորի տեղաշարժի ամպլիտուդը որոշվում է կախոցի (կամ փակ տուփի մեջ սեղմված օդի) առաձգական դիմադրությամբ և գրեթե անկախ է: ազդանշանի հաճախականությունը. Այս ռեժիմում GG-ի աշխատանքը բնութագրվում է մեծ աղավաղումներով և օգտակար ակուստիկ ազդանշանի շատ ցածր ելքով (շատ ցածր արդյունավետություն):

Հիմնական ռեզոնանսային հաճախականության դեպքում դիֆուզորի զանգվածը օդի տատանվող զանգվածի և կախոցի առաձգականության հետ միասին կազմում է ճոճվող համակարգ, որը նման է զսպանակի վրա կշռին: Այս հաճախականության միջակայքում ճառագայթման արդյունավետությունը մոտ է առավելագույնին այս HG-ի համար:

Հիմնական ռեզոնանսային հաճախականությունից վեր, դիֆուզորի իներցիայի ուժերը, տատանվող օդի զանգվածի հետ միասին, ավելի մեծ են, քան կախոցի առաձգական ուժերը, ուստի դիֆուզորի տեղաշարժը հակադարձ համեմատական է հաճախականության քառակուսու հետ: Սակայն կոնի արագացումն այս դեպքում տեսականորեն կախված չէ հաճախականությունից, որն ապահովում է հաճախականության արձագանքի միատեսակությունը ձայնային ճնշման առումով։ Հետևաբար, հիմնական ռեզոնանսային հաճախականությունից բարձր հաճախականություններում HG-ի հաճախականության արձագանքի միատեսակությունն ապահովելու համար ձայնային կծիկի կողմից դիֆուզորի վրա պետք է կիրառվի հաստատուն ամպլիտուդի ուժ, ինչպես հետևում է Նյուտոնի երկրորդ օրենքից (F=m. * ա).

Ձայնի կծիկից կոնի վրա ազդող ուժը համաչափ է դրանում առկա հոսանքի։ Երբ GG-ը միացված է U լարման աղբյուրին, ձայնային կծիկի I հոսանքը յուրաքանչյուր հաճախականության վրա որոշվում է Օհմի օրենքի I (f) \u003d U / Z g (f), որտեղ Z g (f) հաճախականությունն է. ձայնային կծիկի կախված բարդ դիմադրություն: Այն որոշվում է հիմնականում երեք մեծությամբ՝ ձայնային կծիկի ակտիվ դիմադրություն Rg (չափվում է օմմետրով), ինդուկտիվությունը L g: Ընթացքի վրա ազդում է նաև հետևի EMF-ն, որը տեղի է ունենում, երբ ձայնի կծիկը շարժվում է մագնիսական դաշտում և համաչափ է շարժման արագությանը.

Հիմնական ռեզոնանսից շատ ավելի բարձր հաճախականություններում, back-emf արժեքը կարող է անտեսվել, քանի որ ձայնային կծիկով կոնը պարզապես ժամանակ չունի արագացնելու ազդանշանի հաճախականության կեսը: Հետևաբար, Z g (f)-ի կախվածությունը հիմնական ռեզոնանսի հաճախականությունից բարձր որոշվում է հիմնականում Rg և Lg մեծություններով.

Այսպիսով, ոչ Rg դիմադրությունը, ոչ էլ L g ինդուկտիվությունը առանձնահատուկ կայունությամբ չեն տարբերվում: Ձայնային պարույրի դիմադրությունը խիստ կախված է ջերմաստիճանից (պղնձի TCS-ը մոտ +0,35% / o C է), իսկ փոքր չափի միջին հաճախականության GG-ների ձայնային պարույրի ջերմաստիճանը նորմալ աշխատանքի ընթացքում փոխվում է 30 ... 50 o C-ով և , ընդ որում՝ շատ արագ՝ տասնյակ միլիվայրկյաններով և ավելի քիչ։ Համապատասխանաբար, ձայնային կծիկի դիմադրությունը, և հետևաբար դրա միջով անցնող հոսանքը և ձայնային ճնշումը մշտական կիրառական լարման դեպքում փոխվում են 10 ... 15%-ով, ստեղծելով համապատասխան արժեքի ջերմային ազդանշանի սեղմման միջմոդուլյացիայի խեղաթյուրում:

Ինդուկտիվության փոփոխություններն էլ ավելի բարդ են: Ամպլիտուդությունև փուլձայնային կծիկի միջով հոսանքը ռեզոնանսայինից նկատելիորեն ավելի բարձր հաճախականություններով մեծապես որոշվում է ինդուկտիվության արժեքով: Եվ դա մեծապես կախված է բացվածքում ձայնային կծիկի դիրքից. նորմալ տեղաշարժի ամպլիտուդի դեպքում հաճախականությունների համար, որոնք միայն մի փոքր բարձր են հիմնարար ռեզոնանսային հաճախականությունից, ինդուկտիվությունը փոխվում է 15 ... 40% տարբեր GG-ների համար: Համապատասխանաբար, բարձրախոսին մատակարարվող անվանական հզորության դեպքում միջմոդուլյացիայի աղավաղումը կարող է հասնել 10 ... 25% -ի:

Վերոնշյալը պատկերված է ձայնային ճնշման օսցիլոգրամների լուսանկարով, որն արվել է կենցաղային միջին հաճախականության լավագույն GG-ից մեկի վրա՝ 5GDSH-5-4: Չափիչ սարքավորման բլոկային դիագրամը ներկայացված է նկարում:

Որպես երկերանգ ազդանշանի աղբյուր, օգտագործվել են մի զույգ գեներատորներ և երկու ուժեղացուցիչներ, որոնց ելքերի միջև միացված է փորձարկվող GG-ն՝ տեղադրված մոտ 1 մ 2 մակերեսով ակուստիկ էկրանի վրա: Օգտագործվում են երկու առանձին ուժեղացուցիչներ մեծ հզորության մարժան (400 Վտ)՝ ուժեղացման ճանապարհով երկտոն ազդանշանի անցման ժամանակ միջմոդուլյացիայի խեղաթյուրման ձևավորումից խուսափելու համար։ Գլխի կողմից մշակված ձայնային ճնշումը ընկալվել է ժապավենային էլեկտրադինամիկ միկրոֆոնով, որի ոչ գծային աղավաղումը -66 դԲ-ից պակաս է 130 դԲ ձայնային ճնշման մակարդակում: Այս փորձի ժամանակ նման բարձրախոսի ձայնային ճնշումը մոտավորապես 96 դԲ էր, այնպես որ այս պայմաններում խոսափողի աղավաղումը կարող էր անտեսվել:

Ինչպես երևում է վերին օսցիլոսկոպի էկրանին գտնվող օսցիլոգրամների վրա (վերին - առանց զտման, ստորին - HPF ֆիլտրումից հետո), 4 կՀց հաճախականությամբ ազդանշանի մոդուլյացիան 300 Հց հաճախականությամբ մյուսի ազդեցության տակ ( 2,5 Վտ գլխի հզորությամբ) գերազանցում է 20%-ը։ Սա համապատասխանում է մոտ 15% միջմոդուլյացիայի աղավաղմանը: Թվում է, թե կարիք չկա հիշեցնելու, որ միջմոդուլյացիայի աղավաղման արտադրանքի ընկալելիության շեմը շատ ավելի ցածր է, քան մեկ տոկոսը՝ որոշ դեպքերում հասնելով հարյուրերորդական տոկոսի։ Հասկանալի է, որ UMZCH-ի աղավաղումները, եթե դրանք միայն «փափուկ» բնույթ ունեն և չեն գերազանցում տոկոսի մի քանի հարյուրերորդ մասը, պարզապես չեն տարբերվում բարձրախոսի աղավաղումների ֆոնի վրա, որոնք առաջացել են լարման հետևանքով: աղբյուր։ Ինտերմոդուլյացիայի աղավաղման արտադրանքները ոչնչացնում են ձայնի թափանցիկությունն ու մանրամասնությունը. պարզվում է, որ դա «շիլա» է, որում առանձին գործիքներ և ձայներ միայն երբեմն լսվում են: Այս տեսակի ձայնը հավանաբար լավ հայտնի է ընթերցողներին (աղավաղումների լավ թեստ կարող է լինել մանկական երգչախմբի հնչյունագիրը):

Գիտակները կարող են պնդել, որ ձայնային կծիկի դիմադրության փոփոխականությունը նվազեցնելու բազմաթիվ եղանակներ կան՝ բացը լցնել մագնիսական հովացման հեղուկով, պղնձե գլխարկներ տեղադրել մագնիսական համակարգի միջուկների վրա և ուշադիր ընտրել միջուկի պրոֆիլը և կծիկի ոլորման խտությունը և շատ ավելին: Սակայն այս բոլոր մեթոդները, նախ, սկզբունքորեն չեն լուծում խնդիրը, երկրորդ՝ հանգեցնում են HG-ի արտադրության բարդացմանն ու ինքնարժեքի բարձրացմանը, ինչի արդյունքում դրանք ամբողջությամբ չեն կիրառվում նույնիսկ ստուդիայի բարձրախոսներում։ Այդ իսկ պատճառով միջին հաճախականության և ցածր հաճախականության GG-ների մեծ մասը չունի ոչ պղնձե կափարիչներ, ոչ էլ մագնիսական հեղուկ (այդպիսի ԳԳ-ներում, երբ աշխատում են ամբողջ հզորությամբ, հեղուկը հաճախ դուրս է մղվում բացվածքից):

Հետևաբար, GG-ի սնուցումը բարձր դիմադրողականության ազդանշանի աղբյուրից (սահմանում` ընթացիկ աղբյուրից) օգտակար և նպատակահարմար միջոց է նվազեցնելու դրանց միջմոդուլյացիայի աղավաղումը, հատկապես բազմաշերտ ակտիվ ակուստիկ համակարգեր կառուցելիս: Այս դեպքում հիմնական ռեզոնանսի մարումը պետք է կատարվի զուտ ակուստիկ եղանակով, քանի որ միջին հաճախականության ԳԳ-ների ներքին ակուստիկ որակի գործոնը, որպես կանոն, զգալիորեն գերազանցում է միասնությունը՝ հասնելով 4...8-ի։

Հետաքրքիր է, որ GG-ի «ընթացիկ» սնուցման հենց այս ռեժիմն է, որը տեղի է ունենում UMZCH լամպի մեջ՝ պենտոդով կամ տետրոդի ելքով մակերեսային (10 դԲ-ից պակաս) FOS-ով, հատկապես, եթե առկա է հոսանքի համար տեղական FOS: կաթոդի շղթայում դիմադրության տեսքով:

Նման ուժեղացուցիչի ստեղծման գործընթացում դրա աղավաղումները առանց ընդհանուր OOS-ի սովորաբար ստացվում է 2,5% -ի սահմաններում և վստահորեն նկատելի են ականջով, երբ ներառված են կառավարման ուղու ընդմիջման մեջ (համեմատության մեթոդ «ուղիղ մետաղալարով»): Այնուամենայնիվ, ուժեղացուցիչը բարձրախոսին միացնելուց հետո պարզվում է, որ հետադարձ կապի խորության մեծացման հետ ձայնը սկզբում բարելավվում է, իսկ հետո դետալների և թափանցիկության կորուստ է տեղի ունենում: Սա հատկապես նկատելի է բազմաշերտ ուժեղացուցիչի դեպքում, որի ելքային փուլերը ուղղակիորեն շարժվում են դեպի համապատասխան բարձրախոսների գլուխները՝ առանց որևէ զտիչների:

Սրա, առաջին հայացքից, պարադոքսալ երևույթի պատճառն այն է, որ լարման OOS-ի խորության բարձրացմամբ ուժեղացուցիչի ելքային դիմադրությունը կտրուկ նվազում է։ GG-ի սնուցման բացասական հետևանքները UMZCH-ից ցածր ելքային դիմադրությամբ քննարկված են վերևում: Տրիոդային ուժեղացուցիչում ելքային դիմադրությունը, որպես կանոն, շատ ավելի քիչ է, քան պենտոդում կամ տետրոդում, և հետադարձ կապի ներդրումից առաջ գծայնությունը ավելի բարձր է, ուստի լարման վրա հետադարձ կապի ներդրումը բարելավում է մեկ ուժեղացուցիչի աշխատանքը, բայց միևնույն ժամանակ վատթարանում է բարձրախոսի գլխիկի աշխատանքը: Արդյունքում, եռակի ուժեղացուցիչի մեջ ելքային լարման հետադարձ կապի ներդրման արդյունքում ձայնը կարող է իրականում վատանալ, չնայած ինքնին ուժեղացուցիչի բնութագրերի բարելավմանը: Էմպիրիկորեն հաստատված այս փաստը ծառայում է որպես անսպառ կերակուր ենթադրությունների համար՝ կապված ձայնային ուժային ուժեղացուցիչներում հետադարձ կապի օգտագործման հետ կապված վնասների, ինչպես նաև ձայնի հատուկ, խողովակային թափանցիկության և բնականության մասին փաստարկների համար: Այնուամենայնիվ, վերը նշված փաստերից ակնհայտորեն հետևում է, որ կետը ոչ թե բուն OOS-ի առկայության (կամ բացակայության) մեջ է, այլ ուժեղացուցիչի արդյունքում առաջացող ելքային դիմադրության մեջ: Ահա թե որտեղ է «շանը թաղված».

Արժե մի քանի խոսք ասել բացասական ելքային դիմադրության UMZCH օգտագործման մասին: Այո, դրական հոսանքի հետադարձ կապը (POF) օգնում է թուլացնել GG-ն հիմնական ռեզոնանսային հաճախականության վրա և նվազեցնել ձայնային կծիկում ցրվող հզորությունը: Այնուամենայնիվ, պետք է վճարել խոնավացման պարզության և արդյունավետության համար՝ ավելացնելով GG ինդուկտիվության ազդեցությունը դրա բնութագրերի վրա, նույնիսկ լարման աղբյուրից գործող ռեժիմի համեմատությամբ: Դա պայմանավորված է նրանով, որ L g /R g ժամանակային հաստատունը փոխարինվում է ավելի մեծով, որը հավասար է L g /-ին: Համապատասխանաբար նվազում է հաճախականությունը, որից սկսած «GG + UMZCH» համակարգի դիմադրողականությունների հանրագումարում սկսում է գերակշռել ինդուկտիվ ռեակտիվությունը։ Նմանապես, ձայնային կծիկի ակտիվ դիմադրության վրա ջերմային փոփոխությունների ազդեցությունը մեծանում է. ձայնային կծիկի փոփոխվող դիմադրության և ուժեղացուցիչի կայուն բացասական ելքային դիմադրության գումարը տոկոսային առումով ավելի է փոխվում:

Իհարկե, եթե Ռ դուրս. PA-ն բացարձակ արժեքով չի գերազանցում ձայնային կծիկի ոլորման ակտիվ դիմադրության 1/3 ... 1/5-ը, POS-ի ներդրումից կորուստը փոքր է: Հետևաբար, կարող է օգտագործվել թույլ հոսանքի POS փոքր լրացուցիչ խոնավացման կամ ցածր հաճախականության գոտում որակի գործոնի նուրբ կարգավորման համար: Բացի այդ, ընթացիկ POS-ը և UMZCH-ի ընթացիկ աղբյուրի ռեժիմը համատեղելի չեն միմյանց հետ, ինչի արդյունքում ցածր հաճախականության գոտում GG-ի ընթացիկ մատակարարումը, ցավոք, միշտ չէ, որ կիրառելի է:

Միջմոդուլյացիայի խեղաթյուրման դեպքում մենք, ըստ երևույթին, պարզեցինք դա: Այժմ մնում է դիտարկել երկրորդ հարցը՝ իմպուլսային բնույթի ազդանշաններ վերարտադրելիս GG-ի դիֆուզորում առաջացող հնչերանգների մեծությունն ու տևողությունը։ Այս հարցը շատ ավելի բարդ է ու «ավելի բարակ»։

Այս երանգը վերացնելու տեսականորեն երկու հնարավորություն կա. Առաջինն այն է, որ բոլոր ռեզոնանսային հաճախականությունները գործառնական հաճախականությունների միջակայքից դուրս տեղափոխվեն հեռավոր ուլտրաձայնային (50...100 կՀց) շրջան: Այս մեթոդը օգտագործվում է ցածր էներգիայի բարձր հաճախականության GG-ի և որոշ չափիչ խոսափողների ստեղծման համար: GG-ի հետ կապված սա «կոշտ» դիֆուզորի մեթոդն է։

Այսպիսով, հնարավոր է նաև երրորդ տարբերակը՝ համեմատաբար «կոշտ» դիֆուզորով GG-ի օգտագործումը և դրա ակուստիկ մարման ներդրումը։ Այս դեպքում հնարավոր է ինչ-որ չափով համատեղել երկու մոտեցումների առավելությունները։ Ահա թե ինչպես են առավել հաճախ կառուցվում ստուդիայի կառավարման բարձրախոսները (մեծ մոնիտորները): Բնականաբար, երբ խոնավացված HG-ն սնուցվում է լարման աղբյուրից, հաճախականության արձագանքը զգալիորեն խեղաթյուրվում է հիմնական ռեզոնանսի ընդհանուր որակի գործոնի կտրուկ անկման պատճառով: Ընթացիկ աղբյուրը այս դեպքում նույնպես պարզվում է, որ նախընտրելի է, քանի որ այն օգնում է հավասարեցնել հաճախականության արձագանքը միաժամանակ՝ բացառելով ջերմային սեղմման ազդեցությունը:

Ամփոփելով վերը նշվածը, մենք կարող ենք անել հետևյալ գործնական եզրակացությունները.

1. Բարձրախոսի գլխի գործող ռեժիմը ընթացիկ աղբյուրից (ի տարբերություն լարման աղբյուրի) ապահովում է ինտերմոդուլյացիայի խեղաթյուրման զգալի կրճատում, որը ներկայացվում է հենց գլխի կողմից:

2. Ցածր ինտերմոդուլյացիոն աղավաղում ունեցող բարձրախոսի դիզայնի ամենահարմար տարբերակը ակտիվ բազմաշերտ է, քրոսովերի ֆիլտրով և առանձին ուժեղացուցիչներով յուրաքանչյուր խմբի համար: Այնուամենայնիվ, այս եզրակացությունը ճիշտ է անկախ GG դիետայից:

4. Ուժեղացուցիչի բարձր ելքային դիմադրություն ստանալու և դրա աղավաղման փոքր քանակությունը պահպանելու համար OOS-ը պետք է օգտագործվի ոչ թե լարման, այլ հոսանքի առումով:

Իհարկե, հեղինակը հասկանում է, որ աղավաղումը նվազեցնելու առաջարկվող մեթոդը համադարման չէ: Բացի այդ, պատրաստի բազմաշերտ բարձրախոսի օգտագործման դեպքում դրա առանձին GG-ների ընթացիկ մատակարարումն առանց փոփոխության անհնար է։ Բազմաշերտ բարձրախոսը, որպես ամբողջություն, ուժեղացուցիչին միացնելու փորձը կհանգեցնի ոչ այնքան աղավաղման նվազմանը, որքան հաճախականության արձագանքի կտրուկ աղավաղմանը և, համապատասխանաբար, տոնային հավասարակշռության ձախողմանը: . Այնուամենայնիվ միջմոդուլյացիայի խեղաթյուրման կրճատում GG գրեթե մեծության կարգ, և նման մատչելի մեթոդով ակնհայտորեն արժանի է ուշադրության։

Ս.ԳԵԵՎ, Մոսկվա

Սովորաբար դիմադրության համապատասխանության հարցին բավականաչափ ուշադրություն չի դարձվում: Այս բաժնի նպատակն է ուրվագծել դիմադրողականության համապատասխանության սկզբունքներն ու պրակտիկան:

Մուտքային դիմադրություն Ցանկացած էլեկտրական սարք, որի գործարկման համար անհրաժեշտ է ազդանշան, ունի մուտքային դիմադրություն: Ինչպես ցանկացած այլ դիմադրություն (մասնավորապես, DC սխեմաների դիմադրությունը), սարքի մուտքային դիմադրությունը ներածման միացումով հոսող հոսանքի չափումն է, երբ մուտքի վրա որոշակի լարում է կիրառվում:

Օրինակ, 0,5 ամպեր սպառող 12 վոլտ լամպի մուտքային դիմադրությունը 12/0,5 = 24 ohms է: Լամպը դիմադրության պարզ օրինակ է, քանի որ մենք գիտենք, որ այն պարունակում է ոչ այլ ինչ, քան թելիկ: Այս տեսանկյունից, երկբևեռ տրանզիստորային ուժեղացուցիչի նման շղթայի մուտքային դիմադրությունը կարող է ավելի բարդ թվալ: Առաջին հայացքից կոնդենսատորների, ռեզիստորների և կիսահաղորդչային p-n հանգույցների առկայությունը շղթայում դժվարացնում է մուտքային դիմադրության որոշումը: Այնուամենայնիվ, ցանկացած մուտքային շղթա, անկախ նրանից, թե որքան բարդ է, կարող է ներկայացվել որպես պարզ դիմադրություն, ինչպես ցույց է տրված Նկար 2.18-ում: Եթե VIN-ը AC մուտքային ազդանշանի լարումն է, իսկ IIN-ը մուտքային շղթայով հոսող AC հոսանքն է, ապա մուտքային դիմադրությունը ZIN = UIN/IIN[Ω] է:

Շղթաների մեծ մասի համար մուտքային դիմադրությունն ունի դիմադրողական (օհմիկ) բնույթ լայն հաճախականության տիրույթում, որի շրջանակներում մուտքային լարման և մուտքային հոսանքի միջև փուլային տեղաշարժը աննշան է: Այս դեպքում մուտքային շղթան նման է Նկ. 2.19, Օհմի օրենքը գործում է և կարիք չկա բարդ թվերի հանրահաշիվների և վեկտորային դիագրամների, որոնք կիրառվում են ռեակտիվ տարրերով սխեմաների վրա:

Նկ.2.18. Մի զույգ մուտքային տերմինալներով դիագրամ, որը ցույց է տալիս մուտքային դիմադրության ZIN գաղափարը

Կարևոր է նշել, սակայն, որ մուտքային դիմադրության օմմիկ բնույթը չի նշանակում, որ այն կարող է չափվել DC-ում. Մուտքային ազդանշանի ուղու վրա կարող են լինել ռեակտիվ բաղադրիչներ (օրինակ՝ միացման կոնդենսատորը), որոնք չեն համապատասխանում AC ազդանշանին միջին հաճախականություններում, բայց թույլ չեն տալիս չափումներ կատարել DC մուտքային թիրախում: Ելնելով վերոգրյալից՝ հետագա քննարկման ժամանակ մենք կենթադրենք, որ դիմադրողականությունը զուտ օմիկ բնույթ ունի և Z=R:

Ներածման դիմադրության չափում: Մուտքային լարումը հեշտ է չափել օսցիլոսկոպով կամ AC վոլտմետրով: Այնուամենայնիվ, AC հոսանքը չի կարող այդքան հեշտությամբ չափվել, հատկապես, երբ մուտքային դիմադրությունը բարձր է: Մուտքային դիմադրության չափման ամենահարմար միջոցը ներկայացված է Նկար 2.19-ում:

Նկ.2.19. Ներածման դիմադրության չափում

Հայտնի R դիմադրությամբ ռեզիստորը միացված է գեներատորի և ուսումնասիրվող շղթայի մուտքի միջև։ Այնուհետև, օգտագործելով oscilloscope կամ AC վոլտմետր բարձր դիմադրությամբ մուտքագրմամբ, U1 և U2 լարումները չափվում են R ռեզիստորի երկու կողմերում: Եթե IIN-ը փոփոխական մուտքային հոսանք է, ապա, ըստ Օհմի օրենքի, լարումը հավասար է U1-ին: - U2 = RIBX-ը ընկնում է ռեզիստորի վրայով: Հետեւաբար ես BX = (U1 - U2) / R, R BX = U2 / R. Հետեւաբար Եթե ուսումնասիրվող շղթան ուժեղացուցիչ է, ապա հաճախ առավել հարմար է որոշել U1-ը և U2-ը՝ չափելով ուժեղացուցիչի ելքի վրա. շարքում R ռեզիստորի մուտքագրմամբ: Քանի որ միայն U1 / U2 հարաբերակցությունը, շահույթը դեր չի խաղում: Ենթադրվում է, որ այս չափումների ժամանակ գեներատորի ելքի լարումը մնում է անփոփոխ։ Ահա մի շատ պարզ օրինակ. եթե մուտքի հետ 10 կՕմ ռեզիստորը հանգեցնում է ուժեղացուցիչի ելքային լարման կիսով չափ կրճատմանը, ապա U1/U2 = 2 և RIN = 10 kΩ:

ելքային դիմադրություն: Մի օրինակ, որը պատկերացում է տալիս ելքային դիմադրության մասին, սա է. մեքենայի լուսարձակները մի փոքր մարում են, երբ մեկնարկիչը աշխատում է: Մեկնարկի կողմից քաշված բարձր հոսանքն առաջացնում է մարտկոցի ներսում լարման անկում, ինչի հետևանքով նրա տերմինալների լարումը նվազում է, իսկ լուսարձակները դառնում են ավելի քիչ պայծառ: Այս լարման անկումը տեղի է ունենում մարտկոցի ելքային դիմադրության ողջ երկայնքով, որը հավանաբար ավելի հայտնի է որպես ներքին կամ աղբյուրի դիմադրություն:

Եկեք ընդլայնենք այս տեսակետը՝ ներառելով բոլոր ելքային սխեմաները, ներառյալ DC և AC սխեմաները, որոնք միշտ ունեն որոշակի ելքային դիմադրություն՝ կապված լարման աղբյուրի հետ: Նման պարզ նկարագրության կիրառելիությունը նույնիսկ ամենաբարդ սխեմաների համար համոզված է այն կանոնով, որն ասում է, որ դիմադրություններով և աղբյուրներով ցանկացած շղթա, որն ունի երկու ելքային տերմինալ, կարող է փոխարինվել մեկ դիմադրությամբ և մեկ աղբյուրով միացված շարքով: Այստեղ «աղբյուր» բառը պետք է հասկանալ որպես իդեալական բաղադրիչ, որը առաջացնում է լարում և շարունակում է պահպանել այս լարումը անփոփոխ նույնիսկ այն դեպքում, երբ հոսանք է սպառվում դրանից: Ելքային շղթայի նկարագրությունը ներկայացված է նկ. 2.20 որտեղ ROUT ելքային դիմադրությունն է, իսկ U-ն առանց բեռի ելքային լարումն է, այսինքն՝ բաց շղթայի ելքի լարումը։

Նկ.2.20. Ելքային շղթայի համարժեք միացում

Մուտքային և ելքային դիմադրության հարցը քննարկելիս տեղին է ուշադրություն դարձնել առաջին անգամ ի հայտ եկած հայեցակարգին՝ համարժեք միացում։ Բոլոր սխեմաները Նկ. 2.18, 2.19 և 2.20-ը համարժեք սխեմաներ են: Դրանք պարտադիր չէ, որ արտացոլեն տվյալ սարքերի իրական բաղադրիչներն ու կապերը. այս դիագրամները հարմար ներկայացում են, որն օգտակար է հասկանալու համար, թե ինչպես է իրեն պահում տվյալ սարքը:

Բրինձ. 2.20-ը ցույց է տալիս, որ այն դեպքում, երբ ռեզիստորը կամ մեկ այլ սարքի մուտքային տերմինալները միացված են ելքային տերմինալներին, աղբյուրի լարման U-ի մի մասն ընկնում է աղբյուրի ներքին դիմադրության վրա:

Ելքային դիմադրության չափում: Ելքային դիմադրության չափման պարզ մեթոդ հետևում է Նկար 2.20-ի միացումից: Եթե ելքային տերմինալները կարճ միացված են, ապա ընթացիկ կարճ միացման հոսանքի ISC-ը փոխվում է և հաշվի է առնվում, որ այն համընկնում է դիմադրության ROUT հոսանքի հետ՝ դրան U լարման կիրառման արդյունքում, ապա ստանում ենք՝ ROUT: = U/IKC. Աղբյուրի կողմից շղթային մատակարարվող U լարումը չափվում է ելքային տերմինալներում «անգործուն» ռեժիմով, այսինքն՝ աննշան ելքային հոսանքով։ Այսպիսով, ելքային դիմադրությունը հեշտությամբ կարելի է ձեռք բերել որպես բաց միացման լարման հարաբերակցություն կարճ միացման հոսանքին:

Հաշվի առնելով ելքային դիմադրության որոշման այս սկզբունքային մեթոդը, պետք է ասել, որ ճանապարհին կան խոչընդոտներ, որոնք շատ դեպքերում բնորոշ են ելքային կարճ միացման հոսանքը չափելուն: Սովորաբար կարճ միացման դեպքում խախտվում են շղթայի աշխատանքային պայմանները և հնարավոր չէ ստանալ հուսալի արդյունքներ. որոշ դեպքերում որոշ բաղադրիչներ կարող են ձախողվել՝ չկարողանալով դիմակայել աննորմալ մեծ բեռին: Կարճ միացման մեթոդի անկիրառելիության պարզ օրինակ. փորձեք չափել AC ցանցի ելքային դիմադրությունը: Չնայած գործնական տեսանկյունից այս թերություններին, այս մեթոդի օգտագործումը հիմնավորված է շղթայի ելքային դիմադրության տեսական ածանցման մեջ, և այն օգտագործվում է հետագայում այս գլխում:

Արդյունքի դիմադրության չափման գործնական եղանակը ներկայացված է Նկար 2.21-ում: Այստեղ առանց ծանրաբեռնվածության ելքային լարումը չափվում է վոլտմետրով կամ օսցիլոսկոպով բարձր դիմադրությամբ մուտքով, այնուհետև ելքային տերմինալները անջատվում են R-ի հայտնի դիմադրության բեռով: Միացված բեռի հետ ելքային լարման նվազեցված լարումը ուղղակիորեն որոշվում է նույն մետրը: ROUT-ի արժեքը կարող է հաշվարկվել որպես այն քանակի հարաբերակցությունը, որով լարումը իջել է ելքային հոսանքին:

Նկ.2.21. Արդյունքների դիմադրության չափում շանտային դիմադրության միջոցով

Եթե U-ը բաց շղթայի ելքային լարումն է, իսկ U1-ը՝ ելքային լարումը R բեռի դեպքում, ապա ROUT-ի վրա լարման անկումը, երբ բեռը առկա է, U-U1 է, ելքային հոսանքը, երբ բեռը առկա է, U1/R է, ուստի ROUT: = R(U - U1) / U1 Դիմադրության համապատասխանեցում օպտիմալ լարման փոխանցման համար: Էլեկտրոնային սխեմաների մեծ մասը ազդանշանները համարում է լարման: Շատ դեպքերում շղթայի մի մասը մյուսին միացնելիս անհրաժեշտ է լարումը փոխանցել առավելագույն չափով՝ նվազագույն կորուստներով։ Սա առավելագույն լարման փոխանցման պահանջն է, որը սովորաբար կատարվում է դիմադրությունների համադրման ժամանակ: Հաշվի առնելով այս չափանիշը, մենք դիտարկում ենք դիմադրության համապատասխանության սկզբունքը:

Նկար 2.22-ը ցույց է տալիս միմյանց միացված երկու բլոկ. լարման օպտիմալ փոխանցման համար UIN-ը պետք է հնարավորինս մոտ լինի U-ին: UIN լարումը հետևյալն է. UIN = URIN / ROUT + RIN և UIN≈U, RIN >> ROUT

Նկ.2.22. Երկու սարքերի միջև դիմադրության համապատասխանության նկարազարդում

Այլ կերպ ասած, մի շղթայից մյուսը լարման հնարավոր լավագույն փոխանցման համար առաջին շղթայի ելքային դիմադրությունը պետք է շատ ավելի փոքր լինի, քան երկրորդ շղթայի մուտքային դիմադրությունը. ընդհանուր առմամբ ցանկանում եք RIN > 10ROUT: Այս պատճառով է, որ փորձարկման սարքերը, ինչպիսիք են գեներատորները, նախագծված են ցածր ելքային դիմադրությամբ (սովորաբար< 100 Ом). С другой стороны, осциллограф, предназначенный для наблюдения напряжений в испытываемой схеме, делается с большим входным сопротивлением (типичное значение >1 MΩ):

Նկ.2.23. Շղթայի ելքային լարման կախվածությունը բեռի դիմադրությունից

Եթե դիմադրությունների օպտիմալ համապատասխանության պայմանները չեն պահպանվում, և ազդանշանը սնվում է շղթայի մուտքին աղբյուրի ելքային դիմադրության հետ համեմատելի մուտքային դիմադրությամբ, ապա առավել ընդհանուր դեպքում պարզապես լարման կորուստներ կլինեն: Այս իրավիճակը տեղի է ունենում, երբ երկու երկբևեռ տրանզիստորի ուժեղացուցիչի փուլերը, ինչպես ցույց է տրված Նկ. 11.5-ը միացված են մեկը մյուսի հետևից (կասկադ): Նման երկբևեռ տրանզիստորի աստիճանի և մուտքային և ելքային դիմադրությունը մեծության նույն կարգի են (սովորաբար մի քանի հազար ohms), ինչը նշանակում է, որ ազդանշանային լարման մոտ 50% -ը կորչում է փուլերի միջև կապում: Մյուս կողմից, FET ուժեղացուցիչը (նկ. 11.13) շատ ավելի լավն է դիմադրողականության համապատասխանության առումով. այն ունի շատ մեծ մուտքային դիմադրություն և միջին ելքային դիմադրություն; Նման կասկադները մեկը մյուսի հետևից միացնելիս ազդանշանի կորուստները աննշան են:

Կան մեկ կամ երկու դեպք, երբ դիմադրողականության համընկնումն առանձնահատուկ ուշադրության կարիք ունի, քանի որ բեռնվածքի չափազանց փոքր դիմադրությունը ազդում է ոչ միայն լարման ավելացման, այլև հաճախականության արձագանքի վրա: Դա տեղի է ունենում, երբ աղբյուրի ելքային դիմադրությունը զուտ դիմադրողական չէ, այլ ռեակտիվ է, և հետևաբար հաճախականության արձագանքը փոխվում է: Պարզ օրինակը կոնդենսատորային խոսափողն է, որտեղ ելքային դիմադրությունը արտահայտվում է պիկոֆարադներով, քան ohms-ով, տիպիկ արժեքով 50 pF տարածաշրջանում: Ցածր հաճախականության լավ վերարտադրությունը պահանջում է, որ ուժեղացուցիչի մուտքային դիմադրությունը մեծ լինի մինչև 20 Հց հաճախականությունների դեպքում 50 pF հզորության ռեակտիվության համեմատ: Գործնականում դա պահանջում է մոտ 200 MΩ մուտքային դիմադրություն, որը սովորաբար տրամադրվում է խոսափողի մարմնի մեջ տեղադրված FET ուժեղացուցիչով:

Դիմադրության համապատասխանեցում էներգիայի օպտիմալ փոխանցման համար: Չնայած առավելագույն լարման փոխանցումը սովորաբար չափանիշ է դիմադրողականության համապատասխանության համար, կան դեպքեր, երբ դուք ցանկանում եք փոխանցել առավելագույն հզորությունը: Առանց մաթեմատիկական հաշվարկներ տալու՝ մենք ձեզ կտեղեկացնենք, որ 2.22 շղթայի համար RIN-ում առավելագույն հզորությունը ձեռք է բերվում, երբ RIN = ROUT: Այս արդյունքը հայտնի է որպես առավելագույն հզորության թեորեմ. առավելագույն հզորությունը աղբյուրից փոխանցվում է բեռին, երբ բեռի դիմադրությունը հավասար է աղբյուրի ելքային դիմադրությանը: Այս թեորեմն ուժի մեջ է ոչ միայն դիմադրողական բաղադրիչների, այլև ZIN և ZOUT բարդ բաղադրիչների համար։ Այս դեպքում պահանջվում է, որ RIN = ROUT պայմանից բացի, կատարվի նաև XIN = -XOUT պայմանը, այսինքն՝ եթե մի դիմադրությունը կոնդենսիվ է, ապա մյուս դիմադրությունը պետք է լինի ինդուկտիվ։

Դիմադրության համապատասխանեցում օպտիմալ ընթացիկ փոխանցման համար: Երբեմն դիմադրության համապատասխանեցումը պահանջվում է մուտքային շղթայում առավելագույն հոսանք ապահովելու համար: Կրկին անդրադառնալով նկ. 2.22, կարելի է տեսնել, որ առավելագույն մուտքային հոսանք IВХ ձեռք է բերվում, երբ միացումում դիմադրողականությունը հնարավորինս փոքր է ընտրվում: Հետևաբար, ֆիքսված ROUT-ի դեպքում պետք է ձգտել RIN-ի ամենափոքր հնարավոր արժեքին: Այս բավականին անսովոր իրավիճակը ճիշտ հակառակն է սովորական դեպքի, երբ անհրաժեշտ է լարումը փոխանցել։