Já estamos acostumados com os principais parâmetros do capacitor: capacitância e tensão de operação. Mas recentemente, sua resistência em série equivalente (ESR) tornou-se um parâmetro igualmente importante. O que é e o que afeta?

Como o EPS afeta mais fortemente a operação dos capacitores eletrolíticos, no futuro falaremos sobre eles. Agora vamos analisar o capacitor eletrolítico por ossos e descobrir quais segredos ele esconde.

Qualquer componente eletrônico não é perfeito. Isso também se aplica ao capacitor. A totalidade de suas propriedades é mostrada por um diagrama condicional.

Como você pode ver, um capacitor real consiste em uma capacitância C , que estamos acostumados a ver em diagramas na forma de duas listras verticais. Próximo resistor Rs , que simboliza a resistência ativa dos fios condutores e a resistência de contato do revestimento de chumbo. A foto mostra como os fios são presos às placas por rebitagem.

Como qualquer um, mesmo um dielétrico muito bom, tem uma certa resistência (até centenas de megaohms), um resistor é mostrado paralelo às placas Rp . É através deste resistor "virtual" que flui a chamada corrente de fuga. Naturalmente, não há resistores dentro do capacitor. Isto é apenas para fins de ilustração e conveniência.

Devido ao fato de as placas do capacitor eletrolítico serem torcidas e instaladas em uma caixa de alumínio, uma indutância é formada eu.

Essa indutância exibe suas propriedades apenas em frequências acima da frequência de ressonância do capacitor. O valor aproximado desta indutância é dezenas de nanohenries.

Então, de tudo isso, selecionamos o que está incluído no EPS de um capacitor eletrolítico:

Resistência, que é causada por perdas no dielétrico devido à sua falta de homogeneidade, impurezas e presença de umidade;

Resistência ôhmica de fios e placas. Resistência ativa dos fios;

Resistência de contato entre placas e cabos;

Isso também pode incluir a resistência do eletrólito, que aumenta devido à evaporação do solvente eletrolítico e mudanças em sua composição química devido à sua interação com as placas metálicas.

Todos esses fatores são somados e formam a resistência do capacitor, que foi chamada de resistência em série equivalente - abreviada como EPS, mas de maneira estrangeira ESR (E equivalente S serial R existência).

Como você sabe, um capacitor eletrolítico, devido ao seu design, só pode funcionar em circuitos de corrente contínua e pulsante devido à sua polaridade. Na verdade, ele é usado em fontes de alimentação para filtrar ondulações após o retificador. Vamos lembrar esse recurso do capacitor - para passar pulsos de corrente.

E se ESR for, de fato, resistência, então o calor será liberado durante o fluxo de pulsos de corrente. Pense na potência do resistor. Assim, quanto maior o EPS, mais o capacitor aquecerá.

Aquecer um capacitor eletrolítico é muito ruim. Devido ao aquecimento, o eletrólito começa a ferver e evaporar, o capacitor incha. Provavelmente, você já notou um entalhe protetor na parte superior do gabinete nos capacitores eletrolíticos.

Com a operação prolongada do capacitor e uma temperatura elevada dentro dele, o eletrólito começa a evaporar e a pressionar esse entalhe. Com o tempo, a pressão interna aumenta tanto que o entalhe se rompe, liberando gás.

Capacitor "batido" na placa de alimentação (motivo - excedendo a tensão permitida)

Além disso, o entalhe de proteção evita (ou enfraquece) a explosão do capacitor quando a tensão permitida é excedida ou sua polaridade é alterada.

Na prática, acontece o contrário - a pressão empurra o isolador para longe dos terminais. A foto abaixo mostra um capacitor que secou. Sua capacitância diminuiu para 106 uF, e o ESR quando medido foi de 2,8Ω, enquanto o valor normal de ESR para um novo capacitor com a mesma capacitância está na faixa de 0,08 - 0,1Ω.

Os capacitores eletrolíticos são produzidos em diferentes temperaturas de operação. Para capacitores eletrolíticos de alumínio, o limite inferior de temperatura começa em -60 0 C e o limite superior é +155 0 C. Mas, na maioria das vezes, esses capacitores são projetados para operar na faixa de temperatura de -25 0 C a 85 0 C e de -25 0 C a 105 0 С. Às vezes, apenas o limite superior de temperatura é indicado na etiqueta: +85 0 С ou +105 0 С.

A presença de EPS em um capacitor eletrolítico real afeta sua operação em circuitos de alta frequência. E se para capacitores comuns essa influência não é tão pronunciada, então para capacitores eletrolíticos ela desempenha um papel muito importante. Isto é especialmente verdadeiro para sua operação em circuitos com alto nível de ondulação, quando uma corrente significativa flui e calor é gerado devido ao ESR.

Dê uma olhada na foto.

Capacitores eletrolíticos inchados (devido à operação prolongada em temperaturas elevadas)

Esta é a placa-mãe de um computador pessoal que parou de ligar. Como você pode ver, há quatro capacitores eletrolíticos inchados na placa de circuito impresso ao lado do dissipador de calor do processador. A operação de longo prazo em temperaturas elevadas (aquecimento externo de um radiador) e uma vida útil decente levaram ao fato de os capacitores “baterem”. Isto é devido ao calor e ESR. O resfriamento ruim afeta negativamente não apenas a operação de processadores e microcircuitos, mas também os capacitores eletrolíticos!

Reduzir a temperatura ambiente em 10 0 C prolonga a vida útil do capacitor eletrolítico em quase metade.

Um quadro semelhante é observado em fontes de alimentação de PC com falha - os capacitores eletrolíticos também incham, o que leva a um rebaixamento e ondulações na tensão de alimentação.

Capacitores defeituosos no ATX PC PSU (causados ​​por capacitores de baixa qualidade)

Muitas vezes, devido à operação de longo prazo, a comutação de fontes de alimentação para pontos de acesso, roteadores Wi-Fi e todos os tipos de modems também falha devido a capacitores “estalados” ou perdidos. Não esqueçamos que, quando aquecido, o eletrólito seca, e isso leva a uma diminuição da capacidade. Eu descrevi um exemplo da prática.

De tudo o que foi dito, conclui-se que os capacitores eletrolíticos operando em circuitos de pulso de alta frequência (fontes de alimentação, inversores, conversores, estabilizadores de comutação) operam em condições bastante extremas e falham com mais frequência. Sabendo disso, os fabricantes produzem séries especiais com baixo ESR. Em tais capacitores, como regra, há uma inscrição Baixo ESR , que significa "baixo EPS".

Sabe-se que o capacitor tem capacitância ou reatância, que diminui com o aumento da frequência da corrente alternada.

Assim, à medida que a frequência da corrente alternada aumenta, a reatância do capacitor diminuirá, mas somente até se aproximar do valor da resistência equivalente em série (ESR). É isso que precisa ser medido. Portanto, muitos dispositivos - medidores ESR (ESR-meters) medem ESR em frequências de várias dezenas - centenas de kilohertz. Isso é necessário para "remover" o valor da reatância dos resultados da medição.

Vale a pena notar que o valor ESR de um capacitor é afetado não apenas pela frequência de ondulação da corrente, mas também pela tensão nas placas, temperatura ambiente e mão de obra. Portanto, é impossível dizer inequivocamente que o ESR de um capacitor, por exemplo, é de 3 ohms. Em diferentes frequências de operação, o valor ESR será diferente.

Medidor ESR

Ao verificar os capacitores, especialmente os eletrolíticos, você deve prestar atenção ao valor ESR. Existem muitos instrumentos comercialmente disponíveis para testar capacitores e medir ESR. A foto mostra um testador de componentes de rádio universal (LCR-T4 Tester), cuja funcionalidade suporta a medição do ESR de capacitores.

Em revistas de engenharia de rádio, você pode encontrar descrições de dispositivos caseiros e acessórios para multímetros para medição de ESR. Você também pode encontrar medidores ESR altamente especializados à venda que são capazes de medir capacitância e ESR sem soldá-los fora da placa, bem como descarregá-los antes disso para proteger o dispositivo contra danos causados ​​pela alta tensão residual do capacitor. Tais dispositivos incluem, por exemplo, como ESR-micro v3.1, ESR-micro V4.0s, ESR-micro v4.0SI.

Ao reparar eletrônicos, muitas vezes você precisa trocar os capacitores eletrolíticos. Ao mesmo tempo, parâmetros como capacitância e ESR são medidos para avaliar sua qualidade. Para ter algo para comparar, foi compilada uma tabela ESR, que indica a ESR de novos capacitores eletrolíticos de diferentes capacidades. Esta tabela pode ser usada para avaliar a adequação de um capacitor específico para serviço adicional.

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O interesse de nossos leitores e autores no desenvolvimento e fabricação de dispositivos para medição de ESR (ESR) de capacitores de óxido não diminui. O prefixo oferecido abaixo para os multímetros da série 83x continua esse tema. Multímetros, outros instrumentos, a série 83x são muito populares entre os radioamadores devido ao seu preço acessível e precisão de medição aceitável.

Artigos sobre a expansão das capacidades desses dispositivos foram publicados repetidamente nas páginas da revista Radio, por exemplo. Ao desenvolver o anexo proposto, bem como em, a tarefa não era usar uma fonte de energia adicional. O diagrama de anexos é mostrado em arroz. 1.

Figura 1

Dispositivos construídos em chips ADC ICL71x6 ou seus análogos possuem uma fonte de tensão interna estabilizada de 3 V com uma corrente de carga máxima de 3 mA. A partir da saída desta fonte, a fonte de alimentação é fornecida ao set-top box através do conector "COM" (fio comum) e do soquete "NPNc" externo, que faz parte do soquete de oito pinos para conexão de baixa potência transistores no modo de medir o coeficiente de transferência de corrente estática. O método de medição EPS é semelhante ao utilizado em um medidor digital, descrito no artigo. Comparado com este dispositivo, o prefixo proposto difere significativamente na simplicidade do circuito, no pequeno número de elementos e no baixo preço.

Principais características técnicas
Intervalo de medição EPS, Ohm:
com contatos abertos da chave SA1 0,1... 199,9
com seus contatos fechados (posição "x0.1") 0.01...19.99
Capacitância dos capacitores testados, não inferior a, uF 20
Consumo de corrente, mA 1,5

Ao trabalhar com um prefixo, a chave para o tipo de operação do dispositivo é ajustada para a posição de medição de tensão CC com limite de "200 mV". Os plugues externos do prefixo "COM", "VΩmA", "NPNc" são conectados aos soquetes correspondentes do dispositivo. O diagrama de temporização é mostrado em arroz. 2. O gerador, montado em um elemento lógico DD1.1 - um gatilho Schmitt, um diodo VD1, um capacitor C1 e resistores R1, R2, gera uma sequência de pulsos positivos com duração de t r = 4 μs com pausa de 150 μs e uma amplitude estável de cerca de 3 V ( arroz. 2, um). Esses pulsos podem ser observados com um osciloscópio em relação ao fio comum do conector "COM". Durante cada pulso, uma corrente estável, definida pelos resistores R4, R5, flui através do capacitor em teste, conectado aos soquetes "Cx" do set-top box, que é igual a 1 mA com contatos abertos da chave SA1 ou 10 mA com seus contatos fechados (posição "x0.1").

Vamos considerar o funcionamento das unidades e elementos do anexo com o capacitor sendo verificado conectado a partir do momento em que o próximo pulso de duração t r aparece na saída do elemento DD1.1. A partir do pulso de baixo nível invertido pelo elemento DD1.2 com duração de t r, o transistor VT1 fecha por 4 μs. Após carregar a capacitância dreno-fonte do transistor fechado VT1, a tensão nos terminais do capacitor testado dependerá praticamente apenas da corrente que flui através de seu EPS. No elemento lógico DD1.3, resistor R3 e capacitor C2, é montado um nó que retarda a frente do pulso do gerador por 2 μs. Durante o tempo de atraso t 3, a capacitância dreno-fonte do transistor fechado VT1, desviando o capacitor em teste, tem tempo para carregar e praticamente não afeta a precisão do processo de medição após t 3 (Fig. 2b). A partir do pulso do gerador atrasado em 2 μs e encurtado em duração para 2 μs, um pulso de medição de alto nível com duração t meas = 2 μs (Fig. 2, c) é formado na saída do inversor DD1.4. O transistor VT2 abre a partir dele e o capacitor de armazenamento C3 começa a carregar a partir da queda de tensão no EPS do capacitor testado através dos resistores R6, R7 e do transistor aberto VT2. No final do pulso de medição e o pulso da saída do gerador de um nível alto na saída do elemento DD1.2, o transistor VT1 abre e o VT2 fecha de um nível baixo na saída do elemento DD1.4. O processo descrito é repetido a cada 150 μs, o que leva ao carregamento do capacitor C3 até que a tensão caia no ESR do capacitor testado após várias dezenas de períodos. O indicador do dispositivo mostra o valor da resistência série equivalente em ohms. Com a posição do interruptor SA1 "x0,1", as leituras do indicador devem ser multiplicadas por 0,1. O transistor VT1, aberto entre os pulsos do gerador, elimina o aumento de tensão (carga) no componente capacitivo do capacitor testado para valores abaixo da sensibilidade mínima do dispositivo, igual a 0,1 mV. A presença da capacitância de entrada do transistor VT2 leva a um deslocamento zero do dispositivo. Para eliminar sua influência, os resistores R6 e R7 são usados. Ao selecionar esses resistores, eles atingem a ausência de tensão no capacitor C3 com soquetes fechados "Cx" (ajuste zero).

Sobre erros de medição. Primeiro, há um erro sistemático, chegando a aproximadamente 6% para resistências próximas ao máximo em cada intervalo. Está associado a uma diminuição na corrente de teste, mas não é tão importante - os capacitores com esse EPS estão sujeitos a rejeição. Em segundo lugar, há um erro de medição, dependendo da capacitância do capacitor.
Isso é explicado pelo aumento da tensão durante o pulso do gerador para o componente capacitivo dos capacitores: quanto menor a capacitância, mais rápido seu carregamento. Este erro é fácil de calcular, sabendo a capacidade, corrente e tempo de carregamento: U \u003d M / C. Portanto, para capacitores com capacidade superior a 20 microfarads, isso não afeta o resultado da medição, mas para 2 microfarads, o valor medido será maior que o valor real em cerca de 1,5 Ohms (respectivamente, 1 microfarad - 3 Ohms, 10 microfarads - 0,3 Ohms, etc.). P.).

Diabo w PCB mostrado em arroz. 3. Devem ser feitos três furos para os pinos para que estes se encaixem neles com pouco esforço.

Isso facilitará o processo de soldá-los às almofadas. Pino "NPNc" - banhado a ouro de um conector adequado, um pedaço de fio de cobre estanhado também é adequado. Após a instalação dos pinos "COM" e "VΩmA", é feito um furo para ela em local adequado. O último - de sondas de medição com falha. O capacitor SZ é desejável para uso do grupo TKE não pior que H10 (X7R). O transistor IRLML6346 (VT1) pode ser substituído por IRLML6246, IRLML2502, IRLML6344 (em ordem decrescente). Critérios de substituição - resistência de canal aberto não superior a 0,06 Ohm a uma tensão porta-fonte de 2,5 V, capacitância dreno-fonte - não superior a 300 ... 400 pF. Mas se nos limitarmos apenas ao intervalo de 0,01 ... 19,00 Ohm (o interruptor SA1 neste caso é substituído por um jumper, o resistor R5 é removido), a capacitância máxima da fonte de dreno pode atingir 3000 pF. Substituiremos o transistor 2N7000 (VT2) por 2N7002, 2N7002L, BS170C com uma tensão limite não superior a 2 ... 2,2 V. Antes de montar os transistores, verifique se a localização dos pinos corresponde aos condutores da placa de circuito impresso . Aninha XS1, XS2 na cópia do autor - bloco de terminais de parafuso 306-021-12.

Antes de configurar, o set-top box não deve ser conectado a um multímetro, para não desativá-lo, mas a uma fonte de alimentação independente de 3 V, por exemplo, a duas células galvânicas conectadas em série. O positivo desta fonte é conectado temporariamente ao pino "NPNc" do set-top box (sem conectar este pino ao multímetro), e o negativo é conectado ao seu fio comum. A corrente consumida é medida, que não deve exceder 3 mA, após o que a fonte autônoma é desligada. As tomadas "Cx" são fechadas temporariamente com um pequeno pedaço de fio de cobre com um diâmetro de pelo menos 1 mm. Os pinos do acessório são inseridos nos soquetes de mesmo nome no dispositivo. Ao selecionar os resistores R6 e R7, as leituras zero do dispositivo são definidas em ambas as posições da chave SA1. Por conveniência, esses resistores podem ser substituídos por um trimmer e, após o ajuste de zero, os resistores R6 e R7 são soldados com uma resistência total igual ao trimmer.

Remova o pedaço de fio que fecha os soquetes "Cx". Um resistor 1 ... 2 0m é conectado a eles quando o SA1 está fechado, então - 10 ... 20 Ohms quando aberto. Compare as leituras do dispositivo com as resistências dos resistores. Se necessário, selecione R4 e R5, alcançando a precisão de medição desejada. A aparência do console é mostrada na foto arroz. quatro.
O prefixo pode ser usado como um ohmímetro de baixa resistência e também pode medir a resistência interna de células galvânicas ou recarregáveis ​​de pequeno porte e baterias através de um capacitor conectado em série com capacidade de pelo menos 1000 μF, observando a polaridade de sua conexão. Do resultado de medição obtido, é necessário subtrair o ESR do capacitor, que deve ser medido antecipadamente.

LITERATURA
1. Nechaev I. Anexo a um multímetro para medir a capacitância de capacitores. - Rádio, 1999, nº 8, pp. 42,43.
2. Chudnov V. Anexo a um multímetro para medição de temperatura. - Rádio, 2003, nº 1, p. 34.
3. Podushkin I. Gerador + vibrador único = três acessórios para o multímetro. - Rádio, 2010, nº 7, p. 46, 47; Nº 8, pág. 50-52.
4. Folha de dados ICL7136 http://radio-hobby.org/modules/datasheets/2232-icl7136
5. Biryukov S. Medidor ESR Digital. - Circuitos, 2006, nº 3, p. 30-32; Nº 4, pág. 36,37.

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Seção: [Tecnologia de medição]
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Nos últimos anos, especialistas e radioamadores descobriram a utilidade de avaliar a resistência em série equivalente (ESR) de capacitores de óxido, especialmente na prática de reparo de fontes de alimentação pulsadas, UMZCH de alta qualidade e outros equipamentos modernos. Este artigo propõe um medidor que apresenta uma série de vantagens.

Nos últimos anos, especialistas e radioamadores descobriram a utilidade de avaliar a resistência em série equivalente (ESR) de capacitores de óxido, especialmente na prática de reparo de fontes de alimentação pulsadas, UMZCH de alta qualidade e outros equipamentos modernos. Este artigo propõe um medidor que apresenta uma série de vantagens.

Uma escala próxima ao logarítmico, conveniente para um dispositivo com um indicador de ponteiro, permite determinar os valores de ESR aproximadamente na faixa de frações de um ohm a 50 ohms, enquanto o valor de 1 ohm está na seção da escala correspondente a 35 ... 50% da corrente de desvio total. Isso permite estimar valores de ESR com precisão aceitável na faixa de 0,1 ... 1 Ohm, o que, por exemplo, é necessário para capacitores de óxido com capacidade superior a 1000 μF e com menos precisão - até 50 Ohm.

O isolamento galvânico total do circuito de medição protege o dispositivo contra falhas ao verificar um capacitor carregado acidentalmente - uma situação comum na prática. Baixa tensão nas sondas de medição (menos de 70 mV) permite medições na maioria dos casos sem dessoldagem dos capacitores. A alimentação do dispositivo a partir de uma célula galvânica com tensão de 1,5 V é aceita como a opção mais ideal (baixo custo e pequenas dimensões). Não há necessidade de calibrar o dispositivo e monitorar a tensão do elemento, pois um estabilizador embutido e um interruptor automático são fornecidos quando a tensão de alimentação é inferior ao limite permitido com um bloqueio de ativação. E, finalmente, quase-toque ligando e desligando o dispositivo com dois botões em miniatura.

Principais características técnicas
Intervalo de resistência medida, Ohm .......... 0,1 ... 50
Medindo a frequência de pulso, kHz .................................. 120
A amplitude dos pulsos nas pontas de prova do medidor, mV ........ 50 ... 70
Tensão de alimentação, V
nominal.........1.5
admissível ..............0,9...3
Corrente de consumo, mA, não superior a .............................. 20

O diagrama de circuito do dispositivo é mostrado na fig. 1

Um conversor de tensão de 1,5 a 9 V é montado nos transistores VT1, VT2 e transformador T1. Capacitor C1 - filtragem.

A tensão de saída do conversor é fornecida através de um interruptor eletrônico no trinistor VS1, que, além de ligar e desligar manualmente o dispositivo, desliga-o automaticamente em uma tensão de alimentação reduzida, vai para um estabilizador de micropotência montado em um chip DA1 e resistências R3, R4. Uma tensão estabilizada de 4 V alimenta um gerador de pulsos montado de acordo com um circuito típico em seis elementos AND-NOT do microcircuito DD1. O circuito R6C2 define a frequência de pulso de teste para aproximadamente 100...120 kHz. LED HL1 - indicador de ligar o dispositivo.

Através do capacitor de separação C3, os pulsos são alimentados ao transformador T2. A tensão de seu enrolamento secundário é aplicada ao capacitor testado e ao enrolamento primário do transformador de corrente de medição ТЗ. Do enrolamento secundário do TK, o sinal entra através de um retificador de meia onda no diodo VD3 e no capacitor C4 até o microamperímetro de ponteiro RA1. Quanto maior o ESR do capacitor, menor o desvio da agulha do medidor.

O interruptor do trinistor funciona da seguinte forma. No estado inicial, a porta do transistor de efeito de campo VT3 tem uma baixa tensão, pois o trinistor VS1 está fechado, o que faz com que o circuito de alimentação do dispositivo seja desconectado ao longo do fio negativo. Ao mesmo tempo, a resistência de carga do conversor boost é quase infinita e não funciona neste modo. Neste estado, o consumo de corrente da bateria G1 é quase zero.

Quando os contatos do botão SB2 são fechados, o conversor de tensão recebe uma carga formada pela resistência de transição do controle eletrodo-catodo do trinistor e do resistor R1. O conversor inicia e sua tensão abre o trinistor VS1. O transistor de efeito de campo VT3 abre e o circuito de alimentação negativa do estabilizador e gerador é conectado ao conversor através de uma resistência muito baixa do canal do transistor de efeito de campo VT3. O botão SB1 off, quando pressionado, desvia o ânodo e o cátodo do trinistor VS1, como resultado, o transistor VT3 também fecha, desligando o dispositivo. O desligamento automático em baixa tensão da bateria ocorre quando a corrente através do trinistor se torna menor que a corrente de retenção. A tensão na saída do conversor boost, na qual isso acontece, é selecionada de forma que seja suficiente para o funcionamento normal do estabilizador, ou seja, para que a diferença mínima permitida entre os valores de tensão na entrada e saída do microcircuito DA1 é sempre mantida.

Construção e detalhes

Todas as partes do dispositivo, com exceção de um microamperímetro e dois botões, estão localizadas em uma placa de circuito impresso de face única medindo 55x80 mm. O desenho da placa é mostrado na fig. 2. O corpo do dispositivo é feito de getinaks revestidos com papel alumínio. Botões de TV em miniatura são instalados sob o microamperímetro.

Todos os transformadores são enrolados em anéis feitos de ferrite 2000NM, tamanho K10x6x4.5, mas essas dimensões não são críticas. O transformador T2 possui dois enrolamentos: primário - 100 voltas, secundário - uma volta. Em um transformador TK, o enrolamento primário consiste em quatro espiras e o enrolamento secundário em 200 espiras. O diâmetro dos fios dos enrolamentos dos transformadores T2 e TK não é crítico, mas é desejável enrolar aqueles que estão incluídos no circuito de medição com um fio mais grosso - cerca de 0,8 mm, outros enrolamentos desses transformadores são enrolados com PEV- 2 fios com um diâmetro de 0,09 mm.

Transistores VT1 e VT2 - qualquer uma das séries KT209. é desejável selecioná-los com o mesmo coeficiente de transferência de corrente de base. Os capacitores podem ser usados ​​em qualquer tamanho adequado: resistores - MLT com potência de 0,125 ou 0,25 W. Diodos VD1 e VD2 - qualquer potência média. Diodo VD3 - D311 ou qualquer uma das séries D9. O transistor de efeito de campo VT3 é quase qualquer canal p com baixa resistência de canal aberto e baixa tensão de limiar de fonte de porta; para montagem compacta, parte da base foi removida do transistor IRF740A

O LED é adequado para qualquer brilho aumentado, cujo brilho já é visível a uma corrente de 1 mA.

Microamperímetro RA1 - M4761 de um antigo gravador de fita bobina a bobina, com uma corrente total de deflexão de flecha de 500 μA. Como sonda foi utilizado um pedaço de fio blindado de 20 cm de comprimento, sobre ele é colocado um corpo adequado de uma caneta esferográfica e finas agulhas de aço são soldadas na extremidade do núcleo central e na tela trançada do fio. As agulhas são fixadas temporariamente a uma distância de 5 mm uma da outra, o corpo da sonda é levemente empurrado sobre elas e a junção é preenchida com cola quente; a junta é moldada na forma de uma bola com um diâmetro ligeiramente inferior a um centímetro. Essa sonda, na minha opinião, é a mais ideal para esses medidores. É fácil conectar um capacitor colocando uma agulha em um terminal do capacitor e a outra tocando o segundo terminal, semelhante ao trabalho com bússolas.

Sobre a configuração do dispositivo.

Em primeiro lugar, o funcionamento do conversor boost é verificado. Como carga, você pode conectar temporariamente um resistor de 1 kΩ à saída do conversor. Em seguida, conecte temporariamente o ânodo e o cátodo do trinistor com um jumper e ajuste o resistor R3 na saída do estabilizador DA1 para uma tensão de aproximadamente 4 V. A frequência do gerador deve estar dentro de 100 ... 120 kHz.

Em seguida, as agulhas da sonda são fechadas com um condutor e ajustando o resistor de sintonia R3, a agulha do microamperímetro é colocada um pouco abaixo da posição máxima, então, tentando mudar a fase de um dos enrolamentos de medição, eles atingem as leituras máximas do dispositivo e deixe os enrolamentos nessa conexão. Ajustando o resistor R3, coloque a seta no máximo. Ao conectar um resistor sem fio com resistência de 1 Ohm às pontas de prova, a posição da seta é verificada (deve estar aproximadamente no meio da escala) e, se necessário, alterando o número de voltas no primário enrolamento do transformador TK, o alongamento da escala é alterado. Ao mesmo tempo, sempre definindo a seta do microamperímetro para o máximo, ajustando R3.

A escala mais ideal parece ser aquela em que as leituras EPS de não mais que 1 Ohm ocupam aproximadamente 0,3 ... 0,5 de todo o seu comprimento, ou seja, leituras de 0,1 a 1 Ohm a cada 0,1 Ohm são livremente distinguíveis. Quaisquer outros microamperímetros com uma corrente de desvio total não superior a 500 μA podem ser usados ​​no dispositivo: para os mais sensíveis, será necessário reduzir o número de voltas do enrolamento secundário do transformador TK.

Em seguida, um nó de desligamento é estabelecido selecionando um resistor R1, em vez dele, você pode soldar temporariamente um resistor de ajuste com uma resistência de 6,8 kOhm. Depois de aplicar energia à entrada DA1 de uma fonte regulada externa, a tensão na saída DA1 é monitorada por um voltímetro. Você deve encontrar a menor tensão de entrada do estabilizador, na qual a saída ainda não começa a cair - esta é a tensão de entrada operacional mínima. Deve-se ter em mente que quanto menor a tensão mínima de operação, mais plenamente o recurso da bateria será usado.

Além disso, selecionando o resistor R1, um fechamento abrupto do trinistor é alcançado em uma tensão de alimentação ligeiramente superior ao mínimo permitido. Isso é claramente visto a partir do desvio da seta do dispositivo. Deve, com as sondas fechadas, cair bruscamente do máximo para zero, enquanto o LED se apaga. O trinistor deve fechar antes do transistor de efeito de campo VT3; caso contrário, não haverá comutação abrupta. Em seguida, verifique novamente a ativação e desativação manual com os botões SB1 e SB2.

Em conclusão, a escala do medidor é calibrada usando resistores sem fio das classificações apropriadas. A utilização do aparelho na prática de reparo mostrou sua maior eficiência e praticidade em relação a outros aparelhos similares. Eles também podem verificar com sucesso a resistência de contato dos contatos de vários botões, interruptores reed e relés.

O artigo é retirado do site www.radio-lubitel.ru

Começar

Sim, este tema já foi discutido muitas vezes, inclusive aqui. Eu compilei duas versões do esquema Ludens e eles provaram-se muito bem, no entanto, todas as opções propostas anteriormente têm desvantagens. As balanças de instrumentos com relógios comparadores são muito não lineares e requerem muitos resistores de baixa resistência para calibração, essas escalas devem ser desenhadas e inseridas nas cabeças. As cabeças dos instrumentos são grandes e pesadas, frágeis, e as caixas dos indicadores plásticos de pequeno porte geralmente são soldadas e muitas vezes têm uma escala pequena. O ponto fraco de quase todos os designs anteriores é sua baixa resolução. E para capacitores LowESR, basta medir centésimos de ohm na faixa de zero a meio ohm. Dispositivos baseados em microcontroladores com escala digital também foram propostos, mas nem todos lidam com microcontroladores e seu firmware, o dispositivo acaba sendo excessivamente complexo e relativamente caro. Portanto, na revista Radio, eles fizeram um esquema racional razoável - qualquer radioamador tem um testador digital e custa um centavo.

Fiz alterações mínimas. Carcaça - de um "afogamento eletrônico" defeituoso para lâmpadas halógenas. Alimentação - bateria "Krona" 9 Volts e estabilizador 78L05. Eu removi o interruptor - é muito raro medir LowESR na faixa de até 200 Ohms (se eu quiser, uso uma conexão paralela). Mudou alguns detalhes. Lasca 74HC132N, transistores 2N7000(para 92) e IRLML2502(sot23). Devido ao aumento da tensão de 3 para 5 volts, não houve necessidade de selecionar transistores.
Durante o teste, o dispositivo funcionou normalmente de uma tensão de bateria nova de 9,6 V a 6 V totalmente descarregada.

Além disso, por conveniência, usei resistores smd. Todos os elementos smd são perfeitamente soldados com o ferro de solda EPSN-25. Em vez de uma conexão serial R6R7, usei uma conexão paralela - é mais conveniente, na placa que forneci para conectar um resistor variável em paralelo com R6 para ajustar zero, mas descobriu-se que "zero" é estável em toda a faixa de tensões que indiquei.

A surpresa foi que no design "desenvolvido na revista" a polaridade da conexão VT1 foi invertida- o dreno e a fonte estão misturados (corrija se eu estiver errado). Eu sei que os transistores funcionarão mesmo com essa inclusão, mas tais erros são inaceitáveis ​​para os editores.

Total

Este dispositivo está funcionando para mim há cerca de um mês, suas leituras ao medir capacitores com ESR em unidades de ohms coincidem com o dispositivo de acordo com o esquema Ludens .
Ele já foi testado em condições de combate, quando meu computador parou de ligar devido às capacitâncias na fonte de alimentação, enquanto não havia sinais óbvios de “burnout” e os capacitores não estavam inchados.

A precisão das leituras na faixa de 0,01 ... 0,1 Ohm tornou possível rejeitar os duvidosos e não jogar fora os capacitores soldados antigos, mas com capacidade e ESR normais. O dispositivo é fácil de fabricar, as peças estão disponíveis e baratas, a espessura dos trilhos permite que eles sejam desenhados mesmo com um fósforo.
Na minha opinião, o esquema é muito bem sucedido e merece repetição.

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Para buscar tais capacitores, é proposto um dispositivo projetado e fabricado pelo autor com alta precisão e resolução. Para maior comodidade de uso do dispositivo, é fornecida a possibilidade de sua operação conjunta com praticamente qualquer voltímetro digital (multímetro). Considerando a acessibilidade dos preços dos multímetros digitais "folk" da série 8300, o projeto proposto é uma espécie de "achado" para muitos radioamadores, principalmente quando se considera que o circuito não contém componentes escassos ou caros e até unidades de bobina .

Capacitores de óxido (eletrolíticos) são usados ​​em todos os lugares. Eles afetam a confiabilidade e a qualidade da operação do equipamento rádio eletrônico (RES). Em termos de qualidade e finalidade, os capacitores são caracterizados por muitos indicadores. Primeiro, o desempenho e o escopo dos capacitores foram avaliados em termos de capacitância, tensão de operação, corrente de fuga e indicadores de peso e tamanho. A potência aumentou e as frequências em que os capacitores eletrolíticos são usados ​​aumentaram. As fontes de alimentação de comutação modernas para RES têm uma potência de dezenas a centenas de watts (ou mais) e operam em frequências de dezenas a centenas de kilohertz. As correntes que fluem através dos capacitores aumentaram, respectivamente, os requisitos para seus parâmetros também aumentaram.

Infelizmente, na produção em massa, os indicadores de qualidade nem sempre atendem aos padrões. Em primeiro lugar, isso afeta um parâmetro como resistência em série equivalente (ESR), ou ESR. Não é dada atenção suficiente a esta questão, especialmente na literatura de rádio amador, embora haja cada vez mais avarias decorrentes da falha dos capacitores EPS. É uma pena, mas mesmo entre capacitores novos, espécimes com EPS aumentado são cada vez mais encontrados.

Capacitores estrangeiros também não são exceção. Como as medições mostraram, o valor ESR para capacitores do mesmo tipo pode diferir várias vezes. Com um medidor ESR à sua disposição, você pode selecionar capacitores com o menor valor ESR para instalação nos nós de dispositivos mais críticos.

Não devemos esquecer que processos eletroquímicos ocorrem dentro do capacitor, que destroem os contatos na zona de conexão das placas com contatos de alumínio. Se o novo capacitor tiver um valor ESR superestimado, sua operação não contribui para sua redução. Pelo contrário, o EPS aumenta com o tempo. Como regra, quanto mais ESR o capacitor tinha antes da instalação, mais cedo seu valor aumentará. O ESR de um capacitor defeituoso pode aumentar de alguns ohms a várias dezenas de ohms, o que equivale ao aparecimento de um novo elemento - um resistor dentro de um capacitor defeituoso. Como a energia térmica é dissipada neste resistor, o capacitor aquece e os processos eletroquímicos na zona de contato ocorrem mais rapidamente, contribuindo para um aumento ainda maior da ESR.

Especialistas em reparos de várias RESs estão bem cientes dos defeitos na comutação de fontes de alimentação associados a um aumento no ESR dos capacitores. A medição de capacitância com instrumentos amplamente utilizados geralmente não fornece os resultados desejados. Infelizmente, não é possível identificar capacitores defeituosos em termos de ESR com tais dispositivos (C-meters). A capacidade estará dentro dos limites normais ou apenas ligeiramente inferior. Com um valor de ESR não superior a 10 ohms, as leituras do medidor de capacitância não dão motivos para suspeita (tal valor de ESR praticamente não afeta a precisão da medição), e o capacitor é considerado útil.

Requisitos técnicos para o medidor EPS. Maiores requisitos para a qualidade dos capacitores são impostos principalmente na comutação de fontes de alimentação, onde esses capacitores são usados ​​como filtros em frequências de até 100 kHz ou em circuitos de comutação de elementos de potência. A capacidade de medir ESR permite não apenas detectar capacitores com falha (exceto em casos de vazamento e curto-circuito), mas também, o que é muito importante, fazer um diagnóstico precoce de defeitos REM que ainda não se manifestaram. Para poder medir o ESR, o processo de medição da resistência complexa do capacitor é realizado em uma frequência suficientemente alta, onde a capacitância é muito menor que o valor permitido do ESR. Assim, por exemplo, para um capacitor com capacitância de 5 μF, a capacitância é de 0,32 ohms a uma frequência de ) 00 kHz. Como você pode ver, a capacitância mesmo de um capacitor eletrolítico de baixa capacidade é muitas vezes menor que o ESR de um capacitor defeituoso. O valor ESR de capacitores defeituosos com capacidade de até 200 microfarads excede significativamente 1 ohm.

Pelo valor de ESR, pode-se avaliar com confiança a adequação de um capacitor para determinados fins. Ao comprar capacitores, usando um medidor ESR portátil, você pode escolher as melhores cópias. É importante que o processo de medição ESR possa ser realizado sem desmontar os capacitores testados. Nesse caso, é necessário que o capacitor não seja desviado por um resistor com resistência compatível com o EPS. A tensão máxima nas pontas de prova do dispositivo deve ser limitada para não desabilitar os elementos do REM que está sendo reparado. Dispositivos semicondutores não devem afetar as leituras do medidor EPS. Isso significa que a tensão no capacitor medido deve ser mínima para excluir a influência dos elementos ativos do RES.

Ao trabalhar em condições estacionárias, o dispositivo deve ser operado pela rede elétrica (você pode, por exemplo, usar um interruptor apropriado e uma fonte de alimentação externa). Para evitar a polaridade reversa de uma fonte de alimentação externa ou carregador, a proteção deve ser fornecida. Para evitar a descarga profunda das baterias, deve ser fornecida proteção contra corte ou pelo menos uma indicação de monitoramento de tensão da bateria. Para estabilizar os parâmetros do dispositivo, você deve usar o regulador de tensão embutido. Este estabilizador deve atender a pelo menos dois requisitos: ser econômico, ou seja, têm um baixo consumo de corrente próprio e fornecem uma tensão de saída bastante estável quando a tensão de alimentação de entrada muda na faixa de pelo menos 7 ... 10 V.

De grande importância é o indicador das leituras de EPS. Medidores de ESR com indicação discreta, por exemplo, em LEDs, são de pouca utilidade para rejeitar (selecionar) capacitores de grandes lotes e apresentam erros enormes na medição de ESR. Medidores EPS com escalas não lineares causam problemas com a implementação da nova escala, com a leitura das indicações e apresentam um grande erro de medição. Novos circuitos em "chips" programáveis ​​(microcontroladores), infelizmente, ainda não estão disponíveis para a maioria dos radioamadores. Ao preço do microcontrolador sozinho, você pode adquirir todos os componentes para a fabricação do medidor EPS considerados abaixo.

Como parte do medidor EPS, é conveniente ter um medidor de ponteiro com escala linear que não requer nenhuma alteração, utilizando, por exemplo, uma escala comum 0 ... 100 para todas as subfaixas do dispositivo. Durante o trabalho longo e intensivo com o medidor EPS, é muito conveniente usar uma balança digital. No entanto, a produção independente de um dispositivo digital não é lucrativa devido à complexidade do projeto como um todo e ao alto custo. É melhor prever a possibilidade de trabalhar o medidor em conjunto com um multímetro digital amplamente utilizado e barato da série 8300, como o M830B. Qualquer outro voltímetro digital com características semelhantes que tenha uma faixa de medição de tensão CC de 0 ... 200 mV ou 0 ... 2000 mV serve. Pelo preço de um microcontrolador, você pode comprar um ou até dois desses multímetros. O indicador digital do medidor ESR permite classificar rapidamente os capacitores. O medidor de ponteiro (integrado) é útil nos casos em que não há um testador digital disponível.

Talvez o parâmetro mais importante seja a confiabilidade do dispositivo. E isso, de uma forma ou de outra, depende do fator humano. Que tipo de dispositivo falha se o capacitor que está sendo testado não está descarregado? Com pressa, os reparadores de equipamentos geralmente descarregam capacitores não com resistores, mas com jumpers de fio, o que afeta negativamente a vida útil dos próprios capacitores eletrolíticos. O dispositivo não deve falhar e descarregar capacitores com correntes extras.

O medidor ESR deve ter uma ampla faixa de medição do valor ESR. É muito bom se medir EPS de 10 ohms a quase zero. A medição de ESR acima de 10 ohms é irrelevante, uma vez que as amostras de capacitores eletrolíticos com tal ESR já são completamente abaixo do padrão, especialmente para operação em circuitos de pulso, especialmente em frequências de dezenas a centenas de kilohertz. É conveniente ter um dispositivo que permita medir valores de ESR inferiores a 1 Ohm. Nesse caso, é oferecida uma oportunidade "exclusiva" de selecionar os melhores exemplos de capacitores entre os melhores tipos com maior capacidade.

Como fonte de alimentação principal, foi utilizada uma bateria, composta por baterias de disco de níquel-cádmio do tipo D-0.26D. Eles são mais confiáveis ​​e consomem muita energia do que 7D-0.1. É possível recarregar as baterias.

Especificações

• Faixas de resistências medidas......0...1 Ohm, 0...10 Ohm
• Medindo a frequência do sinal usado.........77 kHz
• Tensão de alimentação ........... 7... 15 V
• Corrente consumida, não mais.........................4,5 mA

O diagrama esquemático do medidor EPS de capacitores eletrolíticos é mostrado na Fig.1. O projeto do dispositivo é baseado em um ohmímetro operando em corrente alternada. Não é necessário aumentar a frequência em mais de ] 00 kHz devido à frequência de corte superior (100 kHz) do detector de chip K157DA1, que é usado neste projeto de dispositivo, além disso, nem todos os tipos de capacitores eletrolíticos são projetados para operam em frequências acima de 100 kHz.
O gerador do dispositivo é feito em um chip DD1 do tipo K561TL1. A escolha deste tipo de CI deve-se unicamente a considerações de aumento da eficiência do dispositivo. Nesta situação, você pode usar outros geradores feitos em CIs mais comuns, em particular no K561LA7 ou K561LE5. Isso aumentará o consumo de corrente da fonte de alimentação.

O gerador tem dois requisitos: estabilidade de amplitude e estabilidade de frequência. O primeiro requisito é mais importante que o segundo, pois a mudança na amplitude da tensão de saída do gerador é um fator desestabilizador maior do que a mudança na frequência. Portanto, não há necessidade de usar ressonadores de quartzo, bem como definir com precisão a frequência, que é exatamente 77 kHz. A frequência de operação do dispositivo pode ser selecionada dentro de 60...90 kHz. A sintonia e a operação do dispositivo devem ser realizadas na mesma frequência de operação, pois os parâmetros estáveis ​​do dispositivo sintonizado são armazenados em uma faixa de frequência bastante estreita.

Da saída do gerador, um sinal retangular é alimentado através dos elementos R17-R19, C8 para o capacitor testado Cx (terminais 1 e 2). Do capacitor Cx, o sinal entra no amplificador, do amplificador - para o detector, depois retificado - para o dispositivo de medição do ponteiro RA1 e um voltímetro digital (conector XS2). O fluxo de corrente através do capacitor em teste causa uma queda de tensão através dele. Para medir resistências baixas, é necessária uma alta sensibilidade do detector, sem falar em sua linearidade. Se você aumentar significativamente a corrente que flui através do capacitor em teste, a corrente consumida da fonte de alimentação também aumentará acentuadamente.

Na versão do autor, a corrente através do capacitor testado é de aproximadamente 1 mA, ou seja, cada milivolt de queda de tensão corresponde a 1 ohm do ESR do capacitor. Com ESR igual a 0,1 Ohm, é necessário lidar com tensões de medição de 100 μV! Como este dispositivo é capaz de medir valores de ESR de uma ordem de grandeza menores, já estamos falando de dezenas de microvolts, que devem ser claramente registrados pelo medidor.
É óbvio que o sinal deve ser amplificado para o funcionamento normal do detector. Esta tarefa é realizada por um estágio de amplificação: em um transistor de baixo ruído VT7, um amplificador é feito de acordo com o esquema com OE (o ganho na frequência de operação é 20), no transistor VT8, um amplificador de buffer é feito, montado de acordo com o esquema com OK.

O capacitor C9 é um elemento do HPF. O valor de capacitância selecionado do capacitor SU na verdade impede que o circuito R24C10 opere em baixas frequências. Com métodos tão simples, é realizado um bloqueio significativo da resposta de frequência na região dos graves. A queda na resposta de frequência na região LF é formada adicionalmente pela escolha das capacitâncias C1 e C12 no circuito detector. Em H a interferência é limitada adicionalmente pelo resistor R23 (elementos de proteção também são levados em consideração).

Para que o capacitor testado (não descarregado) não desative o IC do gerador, os elementos de proteção VD1, VD2, R19 são fornecidos no circuito. Um circuito semelhante, composto pelos elementos R22, VD3, VD4, protege a entrada do amplificador. No modo de operação (ao medir ESR), os diodos praticamente não têm efeito de derivação no sinal. Quando o capacitor em teste Cx é desconectado dos terminais 1 e 2, os diodos limitam a amplitude do sinal na entrada do amplificador, embora um sinal desse nível não leve à falha do amplificador. Este esquema de proteção de dispositivos, apesar da simplicidade de implementação, tem confirmado sua alta eficiência na prática.

O medidor EPS de capacitores eletrolíticos é despretensioso em operação. Os valores dos resistores R19 e R22 são escolhidos de forma a garantir uma descarga confiável dos capacitores testados que funcionam em praticamente qualquer equipamento doméstico. Portanto, os diodos de proteção devem descarregar efetivamente os capacitores testados e, ao mesmo tempo, ser protegidos de forma confiável contra sobrecorrente quando os capacitores são descarregados. A seção de chave seletora SA1.2 com o botão SA4 e os resistores R20 e R21 são usados ​​para calibrar o dispositivo.

O mais difícil foi a escolha do esquema do detector. Aqui havia problemas específicos. Testes práticos de muitos detectores de diodo amplamente utilizados apenas confirmaram sua inadequação para detecção de tensão linear em uma ampla faixa de amplitudes. Nada adequado de um projeto de circuito simples, implementado em elementos discretos, no qual se pudesse confiar, não foi encontrado na literatura.

A própria ideia de usar o chip K157DA1 no detector do medidor EPS surgiu por acaso. Lembrei que o tipo IC K157DA1 foi amplamente utilizado em indicadores do nível de gravação de vários gravadores domésticos. Em primeiro lugar, minha atenção foi atraída pela relativa simplicidade da conexão do circuito deste CI. A corrente consumida pelo CI da fonte de alimentação também foi adequada, assim como a faixa de frequência de operação adequada. Também é permitido operar este IC com fonte de alimentação unipolar. No entanto, a inclusão típica K157DA1 não é adequada neste caso. Como resultado, foi necessário não apenas modificar o circuito de comutação IC em comparação com o típico, mas também alterar os valores dos elementos de cintagem várias vezes.

Este CI incorpora um retificador de onda completa de dois canais. O segundo canal no projeto considerado não é usado. A prototipagem confirmou a linearidade da detecção de IC em frequências de até 100 kHz. Algumas cópias do CI ainda tinham uma certa margem para a frequência de corte superior (dois dos dez CIs testados - até 140 kHz). Um aumento adicional na frequência causou uma diminuição acentuada na tensão retificada do CI. A não linearidade da detecção de IC se manifestou nos níveis mínimos de sinal e em uma amplificação significativa do IC. A tensão de saída quiescente (no pino 12 do CI) não foi menos irritante, que, de acordo com os dados de referência, pode chegar a 50 mV, o que não poderia ser conciliado se já se decidisse fazer um dispositivo de medição, e não um Indicador EPS.

Algum tempo depois, esse problema foi superado com sucesso. Entre os pinos do microcircuito 14 e 2, um resistor R3 com resistência de 33 kOhm é instalado em uma conexão típica. Ele está conectado ao ponto médio artificial de um divisor de tensão formado pelos resistores R1 e R2 (Fig. 1). Esta é uma opção para usar CIs com uma fonte de alimentação unipolar.

Como se viu mais tarde, a linearidade da detecção é significativamente dependente do valor da resistência do resistor R3 precisamente na região de pequenas amplitudes. Reduzir a resistência R3 várias vezes fornece a linearidade necessária do detector e, não menos importante, a resistência desse resistor também afeta o valor da tensão quiescente CC (pino 12 do IC). A presença dessa tensão dificulta a realização de medições normalmente em valores baixos de ESR (você terá que lidar com a operação matemática de subtração a cada medição). Daí a importância de definir o "potencial zero* na saída do detector.

A escolha correta do resistor R3 praticamente elimina esse problema. Na versão proposta, a resistência do resistor é mais de três vezes menor que a classificação típica. Faz sentido reduzir ainda mais o valor dessa resistência, mas, neste caso, a resistência de entrada do detector também é significativamente reduzida. Agora é quase completamente determinado pela resistência do resistor R3.

Nos transistores VT1 e VT2, a proteção é feita para o medidor de ponteiro RA1. Essa inclusão de transistores fornece um limite de resposta claro e não desvia a cabeça do PA1 na faixa de correntes de operação do PA1, o que aumenta sua confiabilidade e aumenta sua vida útil.

O switch SA3 é usado para controle operacional da tensão da bateria e permite medi-la sob carga, ou seja, diretamente durante a operação do dispositivo. Isso é importante porque para muitas baterias ao longo do tempo, mesmo com uma descarga profunda (sem carga), a tensão pode ser normal ou próxima da nominal, mas vale a pena conectar uma carga, mesmo que alguns miliamperes, pois a tensão de tal bateria cai bruscamente.
Nos transistores VT3-VT6, é feito um regulador de tensão de micropotência (CH), que alimenta todos os elementos do dispositivo. Ao usar uma fonte de energia não estabilizada, todos os parâmetros do instrumento mudam. Reduzir a tensão (descarga) da bateria também "derruba" significativamente toda a configuração. O detector, a propósito, acabou sendo o mais resistente a mudanças na tensão de alimentação. O mais dependente da tensão de alimentação (a amplitude da tensão retangular varia muito) é o gerador, o que impossibilita a operação do dispositivo.
O uso de um microchip CH causa um consumo irracional de corrente pelo próprio estabilizador, então logo teve que ser abandonado. Depois de experimentar vários circuitos em elementos discretos, o autor optou pelo circuito CH mostrado na Fig.1. Na aparência, este CH é muito simples, mas sua presença neste circuito é suficiente para que todos os parâmetros técnicos do medidor EPS permaneçam estáveis ​​quando a tensão da bateria muda de 7 para 10V. Ao mesmo tempo, é possível alimentar o dispositivo a partir de uma fonte de alimentação externa, mesmo não estabilizada, com tensão de até 15 V.

O consumo de energia próprio CH é determinado pelo valor da corrente de coletor do transistor VT6 e foi selecionado dentro de 100...300 μA. Um análogo de um diodo zener de baixa potência é feito no transistor VT6. Sua tensão determina o valor da tensão de saída CH, que é menor que a tensão de estabilização do diodo zener pelo valor da tensão de transição base-emissor do transistor VT3.

Detalhes. Resistores R1-R3, R5, R7, R15, R29 -10 kOhm, R4, R6, R8, R10, R11, R13, R24, R30-1kOhm, R9-39kOhm, R12-100 Ohm, R14-680 kOhm, R16 - 100 kOhm, R17, R25 - 2,4 kOhm, R18 - 4,7 kOhm, R19, R22 - 330 kOhm, R20 -1 Ohm, R21 - 10 Ohm, R23 - 3,3 kOhm, R26 - 150 kOhm, R27 - 820 kOhm, R28 - 20 kOhm. Capacitores C1, C3, C6, C10, C12 - 0,1 uF, C2, C4, C5, C11 - 5 uFx16 V, C7 -150 pF, C8 - 0,47 uF, C9-0,01 uF.

Resistores R4, R10, R16, R17, R20, R21, R24, R25 tipo C2-13, resistores de ajuste tipo SP-38V, o resto - MLT. Capacitor C7 tipo KSO-1; C1, C3, C6, C9 - K10-17, o restante K73-17 e K50-35. Transistores VT2, VT3, VT7 tipo BC549C. Na posição VT7, deve ser utilizado um transistor com no máximo h21e. Os transistores VS549 são intercambiáveis ​​com os KT3102 ou KT342 domésticos. Transistores VT1, VT4, VT8 tipo BC557C. Em vez deles, também foram usados ​​os KTZ107 domésticos (K, L). O KP10ZE foi usado como transistor de efeito de campo no gerador de corrente estável. O capacitor C6 é soldado na lateral dos condutores impressos, diretamente nos terminais DD1. O resistor R24 ​​na placa do amplificador convencionalmente não é mostrado. É soldado em série com o capacitor C10.

Diodos VD5, VD6 - KD212, VD1-VD4 -1 N4007. Não há requisitos especiais para o diodo VD6, pode ser qualquer silício. O diodo VD5 deve suportar a corrente máxima de carga das baterias. A situação é diferente com os diodos VD 1-VD4. Se a entrada do dispositivo não for conectada ao módulo de alimentação da TV (seu capacitor eletrolítico) que acabou de ser desligado, em vez de 1 N4007, você poderá instalar D220, D223, KD522 etc. Como esses diodos, instâncias com capacitâncias mínimas e uma corrente admissível de mais de 1 A são mais adequadas.

Comute SA1 tipo MT-3, SA2, SA3 -MT-1, SA4 - KM2-1. O medidor de ponteiro de tamanho pequeno é projetado para uma corrente de 100 μA e possui uma resistência interna de 3 kOhm. Com sucesso, quase todos os instrumentos de medição de ponteiro para uma corrente de 100 μA servirão. Com uma corrente mais alta, será necessária uma redução correspondente nos valores dos resistores R7 e R8.

Projeto. A tarefa de criar um dispositivo em miniatura não foi definida, foi necessário colocar o dispositivo e a bateria D-0.26D em uma caixa plástica de 230x80x35 mm. O dispositivo é feito estruturalmente em quatro placas de circuito impresso separadas. A placa do amplificador e a localização das peças nela são mostradas na Fig. 2, a placa do gerador e a localização das peças nela - na Fig. 3, a placa reguladora de tensão e a localização das peças nela - na Fig. 4, a placa do detector e a localização das peças nela - na Fig. .5.

Esta versão do dispositivo é causada pela substituição de blocos individuais por novos como resultado dos experimentos e atualizações do dispositivo. O design de bloco modular sempre deixa uma chance de "recuar". Nesta modalidade, é muito mais fácil atualizar ou reparar. Afinal, é mais fácil substituir um pequeno bloco do que recriar um novo design em uma grande placa de circuito impresso. Antes de serem colocados no caso especificado, as dimensões de todas as tábuas foram reduzidas (as tábuas foram cuidadosamente cortadas com tesoura de metal).

Para garantir a possibilidade de medir os valores mínimos de resistência, é necessário minimizar a resistência conectando a entrada do dispositivo com Cx. Para fazer isso, não basta usar fios curtos. O dispositivo é montado de forma que os fios comuns dos circuitos do gerador, o amplificador e o ponto de conexão Cx estejam a uma distância mínima um do outro.

A má instalação atrapalhará facilmente o funcionamento normal do aparelho na faixa de 1 ohm, tornando-o um medidor muito inconveniente e medíocre nessa faixa. É por causa dessa faixa que o autor empreendeu o desenvolvimento deste dispositivo, uma vez que é possível implementar a faixa de medição ESR "tradicional" usando esquemas mais simples. A faixa de 0 ... 1 Ohm permite "lidar" muito rapidamente com capacitores como 10.000 microfarads ou mais.

Contexto. Apesar da presença no circuito de seis resistores de sintonia e outros elementos que requerem seleção, a configuração do dispositivo não é um processo difícil. Inicialmente, os controles deslizantes de todos os resistores de sintonia são ajustados para a posição correspondente à resistência máxima. No momento da sintonização, foram utilizados resistores multi-voltas do tipo SP5-3, embora as placas de circuito impresso tenham sido desenvolvidas para a versão SP-38V. Após a configuração do dispositivo, todos eles foram substituídos por resistores fixos.

A configuração começa com CH. Um resistor MLT-0,25 com resistência de 1,2 kOhm é conectado à saída CH. Ao selecionar o resistor R13, a corrente mínima possível através do transistor VT6 é alcançada, na qual o CH mantém operação estável em uma tensão de entrada de 7 a 15 V. Você não deve se envolver em uma diminuição excessiva dessa corrente. Seu valor recomendado é 100...500 µA. Após ajustar esta corrente, prossiga para a seleção do resistor R14. A tensão de saída do CH depende disso, cujo valor foi definido entre 6 ... 6,3 V. Você pode reduzir adicionalmente a queda de tensão no CH substituindo o resistor R12 por um jumper de fio (depois de configurar todo o dispositivo ). No entanto, o MV perde então sua limitação de corrente em caso de situações anormais na carga de MV.

A configuração do amplificador nos transistores VT7, VT8 consiste em selecionar a resistência do resistor R24 ​​​​para obter um ganho de tensão de aproximadamente 20 vezes (na frequência de operação). A precisão do valor especificado não é importante aqui. Muito mais importante é a estabilidade do ganho, que depende principalmente da estabilidade dos elementos C10, R24, R25, VT7. Mostrado no diagrama da Fig. 1 posição dos contatos do interruptor SA1 corresponde à faixa de 10 ohms. Feche os contatos do interruptor do botão SA4. Assim, em vez do capacitor Cx, um resistor de calibração R21 altamente estável com uma resistência de 10 ohms é conectado à entrada do dispositivo. Em seguida, o resistor R18 define uma tensão de 10 mV no resistor R21 (e 200 mV, se necessário, selecionando R24 no emissor VT8). Reduzindo a resistência do resistor R5, coloque a seta do medidor RA1 na marca final de sua escala (100 μA). Trimmer resistor R11 definir as leituras de um voltímetro digital 100mV. Se necessário, reduza a resistência do resistor R7. A presença de resistores de calibração permite avaliar rapidamente o desempenho de um dispositivo bem estabelecido.

Também é necessário decidir sobre o ajuste da unidade de proteção PA1. Este esquema tem suas próprias sutilezas. Para não instalar nenhum elemento adicional - indicadores de ativação do dispositivo (que certamente consomem eletricidade, gastam tempo e complicam o circuito), o autor usou a "histerese" do circuito de proteção em termos de indicação da inclusão do dispositivo. Usando o resistor R8, a corrente de operação da proteção é ajustada para 130 ... 150 μA.

Após a proteção ser acionada (ambos os transistores estão abertos), a seta PA1 retorna a uma determinada posição média da escala. Alterando a resistência R8, é possível obter um estado tão ligado do transistor VT2 que a seta do dispositivo RA1 pode ser "puxada" para quase qualquer seção de trabalho da escala RA1. Este estado do circuito do nó de proteção é muito estável, não necessitando de ajustes posteriores. De muitas maneiras, o circuito deve isso ao uso desses tipos de transistores.

A posição da seta no setor de trabalho não interfere nas medições, pois a proteção não está vinculada ao valor da corrente de trabalho RA1. Curto-circuitar os terminais Cx do dispositivo ou conectar um capacitor reparável Cx faz com que a seta seja colocada imediatamente na posição correspondente ao valor da resistência medida. E apenas um valor superestimado da corrente através do PA1 ativa novamente a proteção. Essa proteção notável pode ser equipada com muitos instrumentos de medição. A proteção é configurada uma vez e a resistência do resistor R8 não é alterada mais. Caso contrário, será necessário um ajuste adicional do dispositivo devido a uma alteração na resistência total dos resistores R7 e R8.
Em seguida, mude a chave SA1 para a posição correspondente à faixa de 1 ohm. Da mesma forma que ao configurar o dispositivo na faixa de 10 Ohms, mas com mais cuidado, os cabos SA4 estão em curto. Apesar do fato de que resistores de calibração de precisão foram usados ​​no projeto, eles tiveram que ser selecionados. A razão para isso foi a presença de resistência significativa introduzida por fios e contatos SA4, SA 1.2. Portanto, na faixa de 1 Ohm, ao configurar, os contatos de ambas as chaves já estão fechados (com um botão, o ajuste é inconveniente, então seus contatos foram curto-circuitados mesmo ao configurar na faixa de 10 Ohms). O fato é que o dispositivo fixa facilmente a resistência transitória dos contatos das chaves SA1.2 e SA4.

Neste circuito, os contatos SA1 e SA4 quase não carregam carga de corrente. Para isso, foi utilizada uma versão de botão do projeto SA4, que na verdade exclui o fornecimento de energia de um capacitor Cx não descarregado para essas chaves. Isso significa que suas resistências transitórias serão estáveis ​​a longo prazo. Como resultado, eles podem ser "neutralizados" de forma estável, reduzindo as resistências R20, R21. Na versão do autor do dispositivo, um resistor de 22 Ohm (MLT-0,5) é conectado em paralelo com R20 e um resistor de 130 Ohm (MLT-0,5) é conectado em paralelo com R21.

As operações de ajuste são repetidas para garantir a máxima precisão de medição em ambas as faixas. Obviamente, o dispositivo não deve indicar leituras completamente diferentes em faixas diferentes com o mesmo capacitor Cx conectado. Na faixa de 1 ohm, a configuração requer a configuração da tensão no visor do voltímetro digital para 100 mV usando o resistor de sintonização R6. Como este resistor está conectado em paralelo com o resistor R5, não devemos esquecer a dependência da configuração da faixa de 1 ohm na configuração de 10 ohm. Esta opção de comutação é mais simples em circuitos e na prática (em vez de três fios, apenas dois são adequados para a placa). Por último, o valor do resistor R9 é selecionado para que 100mV no multímetro digital corresponda a 10V da tensão da bateria.

Atualização do instrumento. Se o dispositivo for necessário apenas para condições de operação estacionárias, o CH é removido do circuito. Com a exclusão do medidor de ponteiro RA1, o circuito também é simplificado, os elementos R8, VT1, VT2 são removidos. Em vez do resistor R8, um jumper de fio é instalado. Esta opção (sem o medidor PA1) permite reduzir ligeiramente o consumo de energia do dispositivo devido ao circuito do detector. Depois de remover a cabeça do ponteiro, dada a grande impedância de entrada do testador digital, os valores dos resistores R7, R10, R11 são aumentados em 10 vezes. Assim, a saída do IC é descarregada, o que afeta favoravelmente a operação do IC. O capacitor C4 é substituído por K10-17-2,2 uF não eletrolítico. No entanto, para aumentar a confiabilidade do dispositivo, todos os capacitores eletrolíticos foram posteriormente substituídos por não eletrolíticos (K10-17-2,2 μF).

No caso de compartilhar este dispositivo com um multímetro digital com faixa de 0 ... 200 mV ou 0 ... 2000 mV, é fácil expandir a faixa de resistências medidas "para cima", ou seja, até 20 ohms. Você só precisa selecionar novamente os valores dos elementos R7 e R10.

Esclarecimento. Na especificação das peças utilizadas no dispositivo, que é dada na primeira parte do artigo (RA 3/2005, p. 24, 3ª coluna, 3º parágrafo a partir do topo), a resistência dos resistores R19, R22 deve não ser 330 kOhm, mas 330 Ohm. Nós pedimos desculpas.

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