Főlebeny szélessége és oldallebeny szintje

A DN (főlebeny) szélessége határozza meg a kisugárzott elektromágneses energia koncentrációjának mértékét. DN szélesség a főlebenyen belüli két irány közötti szög, amelyben az elektromágneses térerősség amplitúdója a maximális értéktől 0,707 (vagy a teljesítménysűrűség tekintetében 0,5 a maximális értéktől). A DN szélessége a következőképpen van jelölve:

2i a BP szélessége teljesítményben 0,5 szinten;

2i - a DN szélessége a feszültségben 0,707 szinten.

Az E vagy H index a DN szélességét jelöli a megfelelő síkban: 2i, 2i. A 0,5-ös teljesítményszint 0,707-es vagy -3 dB-es térerőszintnek felel meg logaritmikus skálán:

Kísérletileg a BP szélessége kényelmesen meghatározható egy grafikonból, például a 11. ábrán látható módon.

11. ábra

Az antennamintázat oldallebenyeinek szintje határozza meg az elektromágneses tér antennája hamis sugárzásának mértékét. Befolyásolja az elektromágneses kompatibilitás minőségét a közeli rádióelektronikai rendszerekkel.

Az oldallebeny relatív szintje a térerősség amplitúdója az első oldallebeny maximuma irányában és a térerősség amplitúdója a főlebeny maximuma irányában (12. ábra):

12. ábra

Ezt a szintet abszolút mértékegységben vagy decibelben fejezik ki:

Irányított és adóantenna erősítés

Az irányhatástényező (iránytényező) kvantitatívan jellemzi egy valódi antenna iránytulajdonságait egy gömb alakú DP-vel rendelkező, nem irányított (izotróp) referenciaantennához képest:

A KND egy szám, amely megmutatja, hogy a valós (irányított) antenna P (u, q) teljesítményáram-sűrűsége hányszor nagyobb, mint a referencia (nem irányított) antenna P (u, q) teljesítményáram-sűrűsége ugyanazon antenna esetében. irányban és azonos távolságban, feltéve, hogy az antennák sugárzási teljesítménye azonos:

A (25) figyelembevételével a következőket kaphatja:

Az antennaerősítés (GF) egy olyan paraméter, amely nemcsak az antenna fókuszálási tulajdonságait veszi figyelembe, hanem azt is, hogy képes-e az egyik energiafajtát egy másikra átalakítani.

NS egy szám, amely megmutatja, hogy a valós (irányított) antenna P (u, c) teljesítményáram-sűrűsége hányszor nagyobb, mint a PE (u, c) referencia (nem irányított) antenna teljesítménysűrűsége ugyanabban az irányban és azonos távolságra, feltéve, hogy az antennák teljesítménye azonos.

A nyereség KND-vel fejezhető ki:

hol van az antenna hatásfoka. A gyakorlatban az antenna erősítését a maximális sugárzás irányába használják.

Fázisirány diagram. Antenna fázisközpont koncepció

Fázisminta az antenna által kibocsátott elektromágneses tér fázisának a szögkoordinátáktól való függése.

Mivel az antenna távoli zónájában az E és H térvektorok egyfázisúak, így a fázisminta egyformán összefügg az antenna által kibocsátott EMF elektromos és mágneses komponenseivel. A DP fázist a következőképpen jelöljük: W = W (u, q), r = állandó.

Ha W (u, q) = const at r = const, akkor ez azt jelenti, hogy az antenna gömb alakú fázishullámfrontot képez. Ennek a gömbnek a középpontját, amelyben a koordinátarendszer origója található, az antenna fázisközéppontjának (FCA) nevezzük. Meg kell jegyezni, hogy nem minden antennának van fázisközéppontja.

Az olyan antennák esetében, amelyeknek fázisközéppontja és többkaréjos amplitúdómintája van, köztük tiszta nullákkal, a mező fázisa a szomszédos lebenyekben p-vel (180 °) különbözik. Ugyanazon antenna amplitúdója és fázissugárzási mintázata közötti összefüggést a 13. ábra szemlélteti.

13. ábra - Amplitúdó és fázisminta

Az EMW terjedési iránya és fázisfrontjának helyzete a tér minden pontjában egymásra merőleges.

Ideális esetben az antenna által a műhold felé irányított nyalábnak éles ceruza formájában kell lennie. Sajnos mivel az antenna apertúrájához (átmérőjéhez) képest kicsi a hullámhossz, a fix fókuszpont nem igazán pontos. Ez a fősugár enyhe eltérését és a tengelyen kívüli jelek nem kívánt felvételét okozza. Az így kapott poláris diagram egy keskeny nyalábból áll, ún fő sziromés kisebb amplitúdójú oldallebenyek sorozata.

Egy parabola tipikus sugárzási mintája
reflektor polárkoordináta-rendszerben

Mivel a poláris diagramokat gyakran nehéz értelmezni, a téglalap alakú ábrázolást részesítjük előnyben. A normalizált elméleti jelkarakterisztika egy egyenletesen besugárzott 65 cm átmérőjű antenna esetén 11 GHz-es frekvencián az ábrán látható:

Valójában a fent felsorolt ​​tényezők hozzájárulnak e jellemző szabálytalanságainak megjelenéséhez, de a mutatott függőség általános képe változatlan marad.

A háttérzaj főként az oldallebenyeken keresztül jut be az antennarendszerbe, ezért fontos, hogy azok a főlebeny amplitúdójához képest a lehető legkisebbek legyenek. Egy egyenletesen besugárzott antenna elméletileg létrehozza ezen oldallebenyek közül az elsőt és a legnagyobbat körülbelül -17,6 dB-lel a maximális főlebeny alatt.

A gyakorlatban az expozíció ritkán egyenletes. A besugárzás eloszlásának pontossága a telepített megvilágító típusától függ. Ezzel elérkeztünk az antennarendszer effektív területének vagy hatékonyságának fogalmához. Más szavakkal, a jelerősség nagy része a tükör közepétől gyűlik össze, és az antenna külső szélei felé csökken. Ezért az antenna reflektorának gyenge apertúrája védelmet jelenthet a háttérzaj ellen.

A hiányos (elégtelen) tükörbesugárzás az első oldallebeny szintjét -20 dB alá csökkenti, így csökkenti a háttérzaj hatását. Első pillantásra ez a megoldás ideálisnak tűnik, de néhány nemkívánatos következményhez vezet - az antenna erősítésének csökkenéséhez és a nyaláb (főlebeny) szélességének megfelelő növekedéséhez. Az antenna sugárzási mintázatának fő jellemzője a fél teljesítmény szélessége, amelyet a minta fő lebenyének szélességeként számítanak ki -3 dB szinten. A sugárszélesség kiszámításához használt egyenletek bármely adott főlebeny szinten bonyolultak és időigényesek. Azonban az olyan paraméterek, mint a -3 dB főlebeny szélesség, az első oldallebeny amplitúdója és az első nulla pozíció (bevágás), a megadott besugárzási módszertől függően, könnyen kiszámíthatók az alábbi táblázatban található kifejezésekkel. A koszinusz eloszlás közel áll az átlaghoz, és ha a vett expozíció módja ismeretlen, akkor ez használható első közelítésként a -3 dB-es sugárszélesség számításakor.

A reflektorantennák oldalsó lebenyeinek szintjének csökkentése fémcsíkok elhelyezésével a nyílásban

Akiki D., Biayneh V., Nassar E., Kharmush A,

Notre Dame Egyetem, Tripoli, Libanon

Bevezetés

A növekvő mobilitás világában egyre nagyobb szükség van arra, hogy az emberek kommunikáljanak és hozzáférjenek az információkhoz, függetlenül az információ helyétől vagy az egyéntől. Ezekből a megfontolásokból nem tagadható, hogy a távközlés, vagyis a jelek távolsági továbbítása feltétlenül szükséges. A vezeték nélküli kommunikációs rendszerekkel szemben támasztott követelmények a tökéletességük és mindenütt jelenlétük miatt egyre hatékonyabb rendszerek fejlesztésére van szükség. A rendszer fejlesztése során a fő kiindulási lépés az antennák fejlesztése, amelyek a jelenlegi és a jövőbeni vezeték nélküli kommunikációs rendszerek fő építőkövei. Ebben a szakaszban az antenna paramétereinek minőségi javításán az iránymintázatának oldallebenyeinek szintjének csökkenését értjük. Az oldallebenyek szintjének csökkenése természetesen nem érintheti a diagram fő lebenyét. Az oldallebeny szintjének csökkentése azért kívánatos, mert a vevőantennaként használt antennák esetében az oldallebenyek sebezhetőbbé teszik a rendszert a nem kívánt jelekkel szemben. Az adóantennákban az oldallebenyek csökkentik az információbiztonságot, mivel a jelet egy nem kívánt vevőoldal is fogadhatja. A fő nehézség az, hogy minél magasabb az oldallebenyek szintje, annál nagyobb az interferencia valószínűsége a legmagasabb szintű oldallebeny irányában. Ezen túlmenően, az oldalléc szintjének növekedése azt jelenti, hogy a jelteljesítmény szükségtelenül elpazarolódik. Sok kutatást végeztek (lásd például), de ennek a cikknek az a célja, hogy megvizsgálja a "csík pozicionálás" módszerét, amely egyszerűnek, hatékonynak és alacsony költségűnek bizonyult. Bármilyen parabola antenna

Ezzel a módszerrel (1. ábra) megtervezhető vagy akár módosítható az antennák közötti interferencia csökkentése érdekében.

A vezető csíkokat azonban nagyon pontosan kell elhelyezni az oldallebenyek szintjének csökkentése érdekében. Ebben a cikkben a "csík pozicionálás" módszert kísérleti úton teszteljük.

A feladat leírása

A probléma a következőképpen fogalmazódik meg. Egy adott parabolaantenna esetében (1. ábra) csökkenteni kell az első oldallebeny szintjét. Az antenna sugárzási mintája nem más, mint az antenna apertúra gerjesztési függvényének Fourier-transzformációja.

ábrán. A 2. ábra egy parabola antenna két diagramját mutatja - csíkok nélkül (folytonos vonal) és csíkokkal (a *-gal jelölt vonal), amely azt szemlélteti, hogy csíkok használatakor az első oldallebeny szintje csökken, azonban a fő antenna szintje lebeny is csökken, és a szint megváltoztatja a többi szirmot is. Ez azt mutatja, hogy a csíkok helyzete nagyon kritikus. A csíkokat úgy kell elhelyezni, hogy a félteljesítményű főlebeny-szélesség vagy az antennaerősítés észrevehetően ne változzon. A hátsó lebeny szintje sem változhat észrevehetően. A fennmaradó szirmok szintjének növekedése nem olyan jelentős, mivel ezeknek a szirmoknak a szintje általában sokkal könnyebben csökkenthető, mint az első oldallebenyek szintje. Ennek a növekedésnek azonban mérsékeltnek kell lennie. Emlékezzünk arra is, hogy az ábra. 2 illusztráció.

A felsorolt ​​okok miatt a "csík pozicionálás" módszer alkalmazásakor a következőket kell szem előtt tartani: a csíkoknak fémesnek kell lenniük ahhoz, hogy az elektromos mezőt teljes mértékben visszaverjék. Ebben az esetben a csíkok helyzete egyértelműen azonosítható. Jelenleg az oldallebenyek szintjének mérésére

Rizs. 2. Antenna sugárzási mintázata csíkok nélkül (folyamatos)

és csíkokkal (

Rizs. 3. Elméleti normalizált sugárzási mintázat dB-ben

két módszert alkalmaznak - elméleti és kísérleti. Mindkét módszer kiegészíti egymást, de mivel bizonyítékaink törés nélküli és csíkos kísérleti antennadiagramok összehasonlításán alapulnak, ebben az esetben a kísérleti módszert alkalmazzuk.

A. Elméleti módszer. Ez a módszer a következőkből áll:

A vizsgált antenna elméleti sugárzási mintázatának (DP) meghatározása,

Ennek a DN-nek az oldallebenyeinek mérései.

Az antennamintázat vehető az antenna műszaki dokumentációjából, vagy kiszámítható például a Ma1!Ab programmal, vagy bármilyen más alkalmas program segítségével ismert térviszonyok segítségével.

Tesztantennaként egy P2P-23-YKHA reflektor parabolaantennát használtunk. A DP elméleti értékét az egyenletes gerjesztésű kerek apertúra képletével kaptuk meg:

] ka2E0e іkg Jl (ka 8Ipv)

A mérések és számítások az E-síkban történtek. ábrán. A 3. ábra a normalizált poláris mintát mutatja.

B. Kísérleti módszer. A kísérleti módszerben két antennát kell használni:

Vevőantenna tesztelés alatt,

Adó antenna.

A vizsgált antenna antennamintázatát annak elforgatásával és a térszint kívánt pontosságú rögzítésével határozzuk meg. A pontosság növelése érdekében célszerű decibelben olvasni.

B. Beállítja az oldallebenyek szintjét. Definíció szerint az első oldallebenyek azok, amelyek legközelebb vannak a főlebenyhez. Helyük rögzítéséhez meg kell mérni a szöget fokban vagy radiánban a fő sugárzás iránya és az első bal vagy jobb lebeny maximális sugárzási iránya között. A bal és a jobb oldali lebeny irányának a minta szimmetriája miatt azonosnak kell lennie, de ez a kísérleti mintában nem biztos, hogy így van. Ezután meg kell határoznia az oldalsó szirmok szélességét is. Meghatározható az oldallebeny bal és jobb oldalán lévő DN nullák közötti különbségként. A szimmetriára itt is számítani kell, de csak elméletben. ábrán. Az 5. ábra az oldallebeny paramétereinek meghatározásához szükséges kísérleti adatokat mutatja be.

Egy sorozat mérés eredményeként meghatároztuk a P2P-23-NKhA antenna szalagjainak helyzetét, amelyeket az antenna szimmetriatengelyétől a szalaghoz mért távolság (1,20-1,36) ^ határoz meg.

Az oldallebeny paramétereinek meghatározása után meg kell határozni a csíkok helyzetét. A megfelelő számításokat mind az elméleti, mind a kísérleti DP-re ugyanazzal a módszerrel végezzük, amelyet az alábbiakban ismertetünk és az 1. ábrán mutatunk be. 6.

d konstans - a parabola antenna szimmetriatengelyétől a parabolatükör apertúrájának felületén lévő csík távolságát a következő összefüggés határozza meg:

„D<Ф = ъ,

ahol d a kísérletileg mért távolság a tükörfelület szimmetriapontja és a csík között (5. ábra); 0 - a fő sugárzás iránya és az oldallebeny kísérletileg megállapított maximumának iránya közötti szög.

A C értéktartományát a következő arány határozza meg: s! = O / dv

az oldallebeny kezdetének és végének megfelelő 0 értékekhez (ami a minta nulláinak felel meg).

A C tartomány meghatározása után ezt a tartományt több értékre osztjuk, amelyek közül kísérletileg kiválasztjuk az optimális értéket

Rizs. 4. Kísérleti beállítás

Rizs. 5. Az oldallebenyek paramétereinek kísérleti meghatározása. 6. Csík elhelyezési módszer

eredmények

A szalagok több pozícióját tesztelték. Ha a csíkokat távolabb helyeztük a főlebenytől, de a talált C tartományon belül, az eredmények javultak. ábrán. A 7. ábra két BP-t mutat csíkok nélkül és csíkokkal, ami egyértelmű csökkenést mutat az oldallebenyek szintjében.

asztal Az 1. ábra az antennamintázat összehasonlító paramétereit mutatja az oldallebenyek szintje, a főlebeny irányíthatósága és szélessége szempontjából.

Következtetés

Az oldallebeny szintjének csökkentése csíkok használatakor - 23 dB-lel (az antenna oldallebenyeinek szintje csíkok nélkül -

12,43 dB). Ebben az esetben a fő lebeny szélessége szinte változatlan marad. Ez a módszer nagyon rugalmas, mivel bármilyen antennára alkalmazható.

Azonban bizonyos nehézséget jelent a többutas torzulások hatása, amelyek a talajnak és a környező tárgyaknak a mintára gyakorolt ​​hatásával járnak, ami az oldallebenyek szintjének akár 22 dB-lel történő változásához vezet.

Ez a módszer egyszerű, olcsó és rövid időn belül elvégezhető. A következőkben megpróbálunk további csíkokat hozzáadni a különböző pozíciókhoz, és megvizsgáljuk az elnyelő csíkokat. Emellett a probléma elméleti elemzésére is sor kerül a diffrakció geometriai elméletének módszerével.

Az antenna távoli sugárzási mintázata P2F-23-NXA lineáris magnitúdó – poláris diagram

Rizs. 7. DN antenna P2F-23-NXA csíkok nélkül és csíkokkal

Antenna összehasonlító paraméterei

Oldallebeny szint

Elméleti DN (Ma11ab program) DN műszaki dokumentáció szerint 18 dB 15 dB

Mért AP csíkok nélkül 12,43 dB

Mért DN csíkokkal Többutas Többutas nélkül

Főlebeny szélessége D D fokban, dB

Elméleti DN (Ma ^ ab program) 16 161,45 22,07

DN a műszaki dokumentáció szerint 16 161,45 22,07

Mért DN csíkok nélkül 14 210,475 23,23

Mért MD csíkokkal 14 210,475 23,23

Irodalom

1. Balanis. C Antenna elmélet. 3. kiadás Wiley 2005.

2. IEEE szabványos vizsgálati eljárások antennákhoz IEEE Std. 149 - 1965.

3.http://www.thefreedictionary.com/lobe

4. Searle AD., Humphrey AT. Alacsony oldalkaréjú reflektor antenna kialakítás. Antennas and Propagation, Tizedik nemzetközi konferencia (Conf. Publ. No. 436) 1. kötet, 1997. április 14-17. oldal: 17-20 1. kötet. Letöltve 2008. január 26-án IEEE adatbázisokból.

5. Schrank H. Alacsony oldalkaréjú reflektorantennák. Antennas and Propagation Society Newsletter, IEEE 27. kötet, 2. szám, 1985. április Oldal: 5–16. Letöltve 2008. január 26-án IEEE adatbázisokból.

6. Satoh T. shizuo Endo, Matsunaka N., Betsudan Si, Katagi T, Ebisui T. Sidelobe szint csökkentés a rugóstag alakjának javításával. Antennas and Propagation, IEEE Transactions on Volume 32, Issue 7, Jul 1984 Page(s): 698-705. Letöltve 2008. január 26-án IEEE adatbázisokból.

7. D. C. Jenn és W. V. T. Rusch. "Alacsony oldalkaréjú reflektor kialakítás rezisztív felületek felhasználásával" in IEEE Antennas Propagat., Soc./URSI Int. Symp. Dig., Vol. Én, May

1990, p. 152. Letöltve 2008. január 26-án IEEE adatbázisokból.

8. D. C. Jenn és W. V. T. Rusch. "Alacsony oldalkaréjú reflektor szintézis és rezisztív felületeket használó tervezés" IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol. 39. o. 1372, szept.

1991. Letöltve 2008. január 26-án IEEE adatbázisokból.

9. Monk AD. és Cjamlcoals PJ.B. Adaptív nullalakítás újrakonfigurálható reflektorantennával, IEEE Proc. H, 1995, 142, (3), pp. 220-224. Letöltve 2008. január 26-án IEEE adatbázisokból.

10. Lam P., Shung-Wu Lee, Lang K, Chang D. A parabolikus reflektor oldalsó redukciója segédreflektorokkal. Antennák és terjedés, IEEE-tranzakciók bekapcsolva. 35. évfolyam, 12. szám, 1987. december Oldalszám: 1367-1374. Letöltve 2008. január 26-án IEEE adatbázisokból.

Az antenna kialakításától függetlenül megfordítható (mind vételre, mind sugárzásra működhet). A mikrohullámú összeköttetéseknél gyakran ugyanaz az antenna csatlakoztatható a vevőhöz és az adóhoz is. Ez lehetővé teszi a jel kibocsátását és vételét ugyanabban az irányban, különböző frekvenciákon.

A vevőantenna szinte minden paramétere megfelel az adóantenna paramétereinek, de néha kissé eltérő fizikai jelentéssel bírnak.

Annak ellenére, hogy a vevő és adó antennák a kettősség elvét követik, a kialakítást tekintve jelentősen eltérhetnek egymástól. Ez annak a ténynek köszönhető, hogy az adóantennának jelentős erőket kell átadnia magán, hogy az elektromágneses jelet nagy (a lehető legnagyobb) távolságra továbbítsa. Ha az antenna vételre működik, akkor nagyon alacsony intenzitású mezőkkel lép kölcsönhatásba. Az antenna áramátvivő szerkezetének típusa gyakran meghatározza annak végső méreteit.

Talán minden antenna fő jellemzője az irányminta. Ebből számos segédparaméter és olyan fontos energetikai jellemzők következnek, mint az erősítés és az irányíthatóság.

Irányított minta

Az irányminta (DP) az antenna által a térbeli megfigyelési szögektől kellően nagy távolságban létrehozott térerősség függése. Hangerőben az irányított antennadiagram az 1. ábrán láthatóhoz hasonlóan nézhet ki.

1. kép

A fenti ábrán láthatót térdiagramos irányítottságnak is nevezzük, amely a térfogat felülete, és több maximuma is lehet. Az ábrán pirossal kiemelt fő maximumot a diagram főlebenyének nevezzük, és a fő sugárzás (vagy vétel) irányának felel meg. Ennek megfelelően a főlebeny körüli térerősség első minimális vagy (ritkábban) nulla értéke határozza meg annak határát. Az összes többi maximális mezőértéket sidelobe-nak nevezzük.

A gyakorlatban különféle antennák léteznek, amelyeknek több irányú maximális sugárzása lehet, vagy egyáltalán nincs oldallebenyük.

A kép (és a műszaki alkalmazás) kényelme érdekében az MD-ket általában két egymásra merőleges síkban veszik figyelembe. Általában ezek az E elektromos vektor és a H mágneses vektor síkjai (amelyek a legtöbb közegben merőlegesek egymásra), 2. ábra.

2. kép

Egyes esetekben a BP-t a Föld síkjához képest függőleges és vízszintes síkban veszik figyelembe. A síkdiagramokat poláris vagy derékszögű (téglalap alakú) koordinátarendszerek ábrázolják. A poláris koordinátákban a diagram vizuálisabb, és a térképre rárakva képet kaphat a rádióállomás antennájának lefedettségéről, 3. ábra.

3. ábra

A sugárzási mintázat téglalap alakú koordináta-rendszerben történő ábrázolása kényelmesebb a mérnöki számításokhoz, egy ilyen konstrukciót gyakrabban használnak magának a diagram szerkezetének tanulmányozására. Ehhez a diagramok normalizáltan épülnek fel, a fő maximum egyre csökkentve. Az alábbi ábra egy tipikus normalizált reflektorantenna mintát mutat.

4. ábra

Abban az esetben, ha az oldalsugárzás intenzitása meglehetősen alacsony, és nehéz lineáris skálán mérni az oldalsugárzást, logaritmikus skálát alkalmazunk. Mint tudják, a decibelek a kis értékeket nagyokká, a nagyokat kicsikké teszik, így ugyanaz a diagram logaritmikus skálán a következőképpen néz ki:

5. ábra

Egyedül a sugárzási mintából elég sok, a gyakorlat szempontjából fontos jellemzőt lehet kihúzni. Vizsgáljuk meg részletesebben a fent látható diagramot.

Az egyik legfontosabb paraméter a zéró emissziós főlebeny θ 0 és a félteljesítményű főlebeny θ 0,5. A teljesítmény fele 3 dB, vagyis 0,707 térerősség.

6. ábra

A 6. ábrán látható, hogy a fő lebeny szélessége nulla sugárzás esetén θ 0 = 5,18 fok, a szélessége pedig a félteljesítmény szintjén θ 0,5 = 2,15 fok.

Ezenkívül a diagramokat az oldalsó és hátsó sugárzás intenzitása (az oldal- és hátsó lebenyek teljesítménye) alapján értékeli, ezért az antenna két fontosabb paramétere következik - ez a védelmi együttható és az oldallebenyek szintje. .

A védelmi együttható az antenna által főirányban kisugárzott térerősség és az ellenkező irányba kisugárzott térerő aránya. Ha a diagram főlebenyének tájolását 180 fokos irányban tekintjük, akkor az ellenkezője 0 fokban van. Bármilyen más sugárzási irány is lehetséges. Keressük meg a vizsgált diagram védőhatás együtthatóját. Az érthetőség kedvéért poláris koordináta-rendszerben ábrázoljuk (7. ábra):

7. ábra

A diagramon az m1, m2 jelzők jelzik a sugárzási szintet fordított és előre irányban. A védőhatás együtthatóját a következőképpen határozzák meg:

Relatív egységekben. Ugyanaz a dB érték:

Az oldallebeny szintet (LBL) általában dB-ben adják meg, ami azt jelzi, hogy az oldallebeny szintje mennyire gyenge a főlebeny szintjéhez képest, 8. ábra.

8. ábra

Ez bármely antennarendszer két fontos paramétere, amelyek közvetlenül következnek az irányminta meghatározásából. A KND és a KU gyakran összekeverik egymással. Térjünk át ezek mérlegelésére.

Iránytényező

Az irányhatástényező (CDI) a főirányban létrehozott térerősség négyzetének (E 0 2) és a minden irányú térerősség négyzetének középértékéhez viszonyított aránya (E cf 2). Ahogy a definícióból kiderül, az irányítottság jellemzi az antenna iránytulajdonságait. Az LPC nem veszi figyelembe a veszteségeket, mivel azt a kisugárzott teljesítmény határozza meg. A fentiek alapján megadhatja az LPC kiszámításának képletét:

D = E 0 2 / E vö. 2

Ha az antenna vételre működik, akkor az iránymutató azt mutatja, hogy az irányított antenna omnidirekcionálisra cserélésekor hányszorosára javul a jel-zaj teljesítmény arány, ha minden irányból egyenletesen jön az interferencia.

Adóantenna esetén az LPC megmutatja, hogy hányszorosára kell csökkenteni a sugárzási teljesítményt, ha az omnidirekcionális antennát irányítottra cseréljük, miközben a főirányban azonos térerősséget tartunk fenn.

Egy abszolút mindenirányú antenna irányítottsága nyilvánvalóan egyenlő eggyel. Fizikailag egy ilyen antenna térbeli sugárzási mintája ideális gömbnek tűnik:

9. ábra

Egy ilyen antenna minden irányba egyformán jól sugároz, de a gyakorlatban nem kivitelezhető. Ezért ez egyfajta matematikai absztrakció.

Nyereség

Mint fentebb említettük, az irányítottság nem veszi figyelembe az antenna veszteségét. Azt a paramétert, amely az antenna iránytulajdonságait jellemzi, és figyelembe veszi a benne lévő veszteséget, erősítésnek nevezzük.

Az erősítés (KU) G az antenna által a fő irányban létrehozott térerősség négyzetének (E 0 2) és a referenciaantenna által létrehozott térerősség négyzetének (E oe 2) középértékének aránya. , ha az antennák teljesítménye egyenlő. Azt is megjegyezzük, hogy a KU meghatározásakor figyelembe veszik a referencia- és a mért antenna hatékonyságát.

A referenciaantenna fogalma nagyon fontos az erősítés megértésében, és különböző típusú referenciaantennákat használnak a különböző frekvenciasávokban. A hosszú/közepes hullámok tartományában egy függőleges monopólusú negyedhullámhosszú vibrátort vesszük standardnak (10. ábra).

10. ábra

Egy ilyen referenciavibrátor esetében D e = 3,28, ezért a hosszúhullámú / középhullámú antenna erősítését a következőképpen határozzuk meg: G = D * ŋ / 3.28, ahol ŋ az antenna hatásfoka.

A rövidhullámok tartományában egy szimmetrikus félhullámú vibrátort veszünk referenciaantennának, amelyre De = 1,64, majd KU:

G = D * ŋ / 1,64

A mikrohullámú tartományban (és ez szinte az összes modern Wi-Fi, LTE és egyéb antennák) egy D e = 1-et adó izotróp emittert veszünk referenciaadónak, amelynek térdiagramja a 9. ábrán látható.

Az erősítés az adóantennák meghatározó paramétere, hiszen azt mutatja meg, hogy a referenciahoz képest hányszor szükséges az irányított antenna által szolgáltatott teljesítményt csökkenteni, hogy a főirányú térerősség változatlan maradjon.

A KND és a KU főként decibelben van kifejezve: 10lgD, 10lgG.

Következtetés

Így figyelembe vettük az antenna sugárzási mintázatából és teljesítményjellemzőiből adódó néhány térjellemzőt (irány és vezérlés). Az antenna erősítése mindig kisebb, mint az irányhatás, mivel az erősítés figyelembe veszi az antenna veszteségét. Veszteségek keletkezhetnek az áramnak a betáplálás tápvezetékébe való visszaverődéséből, a falakon átfolyó áramokból (pl. kürt), a diagramnak az antenna szerkezeti részei általi árnyékolásából stb. Valódi antennarendszerekben az irányítottság és a KU közötti különbség 1,5-2 dB lehet.

Legyen állandó az árameloszlás az antenna hosszában:

A valódi antennák (például réselt hullámvezetők) vagy nyomtatott antennatömbök gyakran rendelkeznek ezzel az áramelosztással. Számítsuk ki egy ilyen antenna sugárzási mintáját:

Most készítsünk egy normalizált DN-t:

(4.1.)

Rizs. 4.3 Lineáris antennaminta egyenletes áramelosztással

Ebben a sugárzási mintában a következő területek különböztethetők meg:

1) A fő lebeny a sugárzási minta azon területe, ahol a mező maximális.

2) Oldalsó szirmok.

A következő ábra azt a poláris mintát mutatja, amelyben
vizuálisabb formája van (4.4. ábra).

Rizs. 4.4 Egyenletes árameloszlású lineáris antenna sugárzási mintája polárkoordináta-rendszerben

Az antenna irányítottságának kvantitatív becslése az antenna fő lebenyének szélessége, amelyet vagy a maximumtól számított -3 dB-es szint, vagy nulla pont határoz meg. Határozza meg a fő lebeny szélességét a nullák szintjén. Itt nagyjából azt feltételezhetjük, hogy erősen irányított antennák esetén:
... A rendszertényező nullával való egyenlőségének feltétele megközelítőleg a következőképpen írható fel:

Tekintve, hogy
, az utolsó feltétel a következőképpen írható át:

Az antenna elektromos hosszának nagy értékeinél (az antenna fő lebeny félszélességének kis értékeinél), figyelembe véve, hogy egy kis argumentum szinusza megközelítőleg egyenlő az argumentum értékével, az utolsó reláció átírható a következőképpen:

Ahonnan végül megkapjuk a főlebeny szélessége és az antenna mérete közötti arányt a hullámhossz töredékeiben:

Az utolsó összefüggésből egy fontos következtetés következik: egy fázisban lévő lineáris antenna esetén rögzített hullámhosszon az antenna hosszának növekedése a sugárzási mintázat szűküléséhez vezet.

Becsüljük meg az oldallebenyek szintjét ebben az antennában. A (4.1) összefüggésből megkaphatjuk az első (maximális) oldallebeny szöghelyzetének feltételét:

(-13 dB)

Kiderült, hogy ebben az esetben az oldallebenyek szintje nem függ az antenna hosszától és frekvenciájától, hanem csak az áram amplitúdó-eloszlásának formája határozza meg. Az UBL csökkentése érdekében el kell hagyni az amplitúdóeloszlás elfogadott formáját (az egyenletes eloszlásból), és olyan eloszlásra kell lépni, amely az antenna szélei felé esik.

5. Lineáris antennatömb

5.1. A dn lar kifejezés levezetése

Kifejezés 4.2. lehetővé teszi a lineáris folyamatos antennarendszer mezőiről a diszkrét antennarendszer mezőire való egyszerű átváltást. Ehhez elegendő az árameloszlást az integráljel alatt beállítani egy rácsfüggvény (delta függvények halmaza) formájában, az elemek gerjesztési amplitúdóinak és a megfelelő koordinátákkal rendelkező súlyokkal. Ebben az esetben az eredmény az antennatömb sugárzási mintája diszkrét Fourier-transzformációként. A mesterképzésben részt vevő hallgatók lehetőséget kapnak arra, hogy ezt a megközelítést gyakorlatként önállóan is megvalósítsák.

6. Afr szintézise adott napra.

6.1. Történeti áttekintés, antennaszintézis problémák jellemzői.

A rádiótechnikai rendszerek megfelelő működésének biztosítása érdekében gyakran speciális követelményeket támasztanak az ezek szerves részét képező antennaeszközökkel szemben. Ezért a meghatározott jellemzőkkel rendelkező antennák tervezése az egyik legfontosabb feladat.

Alapvetően a követelmények az antennaeszköz iránymintázatára (BP) vonatkoznak, és nagyon sokrétűek: az antennamintázat fő lebenyének sajátos formája (például szektor és koszekáns formája), bizonyos szint oldallebenyek esetén egy adott irányban vagy egy adott szögtartományban történő dőlés szükséges. Az antennaelméletnek azt a részét, amelyet ezeknek a problémáknak a megoldására szentelnek, az antennaszintézis elméletének nevezzük.

A legtöbb esetben a szintézisprobléma pontos megoldása nem született, közelítő módszerekről beszélhetünk. Az ilyen problémákat régóta tanulmányozták, és számos módszert és technikát találtak. Bizonyos követelményeket támasztanak az antennaszintézis problémáinak megoldási módszereivel szemben is: sebességre; stabilitás, azaz alacsony érzékenység a paraméterek kisebb változásaira (frekvencia, antennaméret stb.); gyakorlati megvalósíthatósága. A legegyszerűbb módszereket vesszük figyelembe: a részdiagramokat és a Fourier-integrált. Az első módszer a Fourier-transzformáció analógiáján, valamint az amplitúdó-fázis eloszlás és az MD kapcsolatán, a második az MD sorozat bázisfüggvényekben (részleges MD-k) történő kiterjesztésén alapul. Az ezekkel a módszerekkel kapott megoldások gyakran nehezen alkalmazhatók a gyakorlatban (az antennák műszerezettsége gyenge, nehezen megvalósítható amplitúdó-fázis eloszlás (AFD), a megoldás instabil). A és megfontolt módszerekben a PRA-ra vonatkozó korlátozások figyelembe vételére és az ún. "Szuperirányú hatás".

Külön érdemes kiemelni a vegyes szintézis problémáit, amelyek közül a legfontosabb a fázisszintézis problémája, vagyis az adott amplitúdónál a fáziseloszlás megtalálása, ami a kívánt DP-hez vezet. A fázisszintézis problémáinak relevanciáját a fázisos antennatömbök (PAR) széles körű alkalmazása magyarázza. Az ilyen problémák megoldására szolgáló módszereket a és.